基于LDO電荷泵的快速瞬態(tài)響應的DC -DC電源

王 翀，蔣 鴻

（長園深瑞繼保自動化有限公司 南京技術中心，江蘇 南京 211106）

0 引言

新一代的微處理器、DSP和片上系統(tǒng)（SOC）在手持設備上得到了廣泛應用，其功耗低、低壓輸出和負載快速變化的特點，對其供電的電壓變換器提出了苛刻的要求[1]。DC-DC電壓變換器因體積小、重量輕、效率高、性能穩(wěn)定等優(yōu)點在電子、電器設備、家電領域得到了廣泛的應用[2]。這類交換式轉換器至少會使用1個電感器作為電能儲存元件，但當其負載發(fā)生較大變化時，因為輸出電感的存在，電感中的電流無法快速變化來滿足負載電流的變化，因此輸出電容會通過放電、充電的形式，來補償負載電流和電感中電流之間的差值，直到電感電流上升或下降到負載電流的水平。由于輸出電容寄生電阻上的壓降和電容兩端電荷的變化，導致輸出電容兩端電壓即輸出電壓會發(fā)生較大變化，且其恢復時間比較長，這在對輸出電壓要求性能比較高的電源中是堅決不允許的[3]。

目前有很多提高開關電源瞬態(tài)響應的技術[4-11]，主要有3種。

a.改善環(huán)路控制如U2控制、U2C控制、遲滯控制等非線性控制，通過提高其開環(huán)環(huán)路單位增益帶寬來提高開關電源的瞬態(tài)響應。此技術在負載電流發(fā)生較小變化時效果很明顯，但是當負載電流發(fā)生較大突變，反饋環(huán)路發(fā)生飽和（占空比為1或0）時，電源為一個開環(huán)系統(tǒng)，輸出電感中的電流線性增加或減少。很明顯，輸出電壓會繼續(xù)增加或減少，因為輸出電感中的電流無法快速響應滿足其要求。因此在方法b中，采用步進的輸出電感來提高瞬態(tài)響應。

b.當負載電流發(fā)生變化時把輸出電感調至較小的瞬態(tài)值，使得電感中電流可以快速變化至負載電流；當開關電源工作在穩(wěn)態(tài)時，把輸出電感調至較大的穩(wěn)態(tài)值，保證系統(tǒng)穩(wěn)定工作，降低電壓紋波。

c.采用一個輔助的電荷泵[11-12]，主開關電源一直工作，而此電荷泵僅在瞬態(tài)響應時工作，向負載提供需要的電流，這樣既不影響轉化效率，又可以提高其瞬態(tài)響應。目前，該技術廣泛使用一個輸出電感很小的開環(huán)的開關電源作為電荷泵，其工作原理和方法b一致。

方法b、c中都會增加多余的變壓器或電感，且其控制開關的芯片面積會很大，成本增加；且電荷泵提供的電流是未知的不可控電流，因此輸出電壓會有阻尼振蕩，引入電磁干擾。

而本文提出的基于低壓差穩(wěn)壓器（LDO）的電荷泵可以很好地克服方法c所帶來的多余的變壓器、電感以及不可控的充/放電電流，因為此電荷泵的環(huán)路中不存在任何電感、電容等遲滯原件，因此充/放電電流可以更加快速地響應到需要的電流值；而LDO電荷泵的另一個優(yōu)勢是在瞬態(tài)調節(jié)時，輸出電壓會被LDO箝位在一個設定值，大幅降低了輸出電壓的波動；且沒有電感、電容，更方便系統(tǒng)的電路集成。

1 新型電荷泵技術

當負載電流突然發(fā)生較大變化時，因為電感中電流無法產生突變滿足負載電流，多余的電流將由輸出電容提供，因此輸出電容就會進行充放電。這種情況會導致輸出電容的電壓即輸出電壓過沖或者下降[13]，而且恢復時間比較長，如圖1所示。圖中，Io1為系統(tǒng)負載變化前的輸出電流，Io2為系統(tǒng)負載變化后的輸出電流。當負載變化瞬間，輸出電壓在負載電流階躍增加時會突然下降ΔIresr（由輸出電容的寄生電阻導致），電感中電流IL雖然一直線性增加，但始終低于Io2，因此輸出電容一直處于放電狀態(tài)；當IL=Io2時，輸出電壓最大降低 ΔUo；當 IL＞Io2時，輸出電壓開始上升，直至輸出電壓恢復為設定值。圖中陰影部分A1、A2分別代表了輸出電容上充、放的電荷，當輸出電壓穩(wěn)定時A1=A2。且輸出電壓變化的最大值ΔUo、恢復時間Ton由輸出電容Co的放電電荷面積A1決定，因此可得：

其中，ΔI為負載電流變化值，Uin、Uo分別為輸入、輸出電壓，L、Co分別為輸出濾波電感、電容。

圖1 瞬態(tài)響應時電感電流、輸出電壓Fig.1 Inductive current and output voltage during transient response

根據式（1）、（2），當負載電流變化超過 1 A，輸出電感為 4.7 μH、電容為 20 μF、輸入電壓為 3.3 V、輸出電壓為1.8 V時，輸出電壓的過沖和降低會超過80 mV，恢復時間超過6.5 μs，對于微處理器是不可接受的。因此在負載發(fā)生變化時，可以通過增加一個外部電荷泵補償輸出電感電流和負載電流之間的差距，如圖1所示的陰影部分A1。

圖2是文獻[12]提出的電荷泵技術及其工作波形。當負載電流突然增大，輸出電壓下降小于Uth-，UV為高電平，VT1導通，電流通過電感La1從0開始線性上升，向輸出電容Co充電；輸出電壓開始緩慢下降，并逐漸轉為上升，當輸出電壓升至并超過Uth-時，UV為0，VT1關斷，此時電感中電流通過VT2的體二極管續(xù)流并開始下降，如圖2（b）所示；若輸出電壓仍在降低，則打開VT1繼續(xù)充電，若輸出電壓超過 Uth+則打開VT2，不管如何都會保證輸出電壓在[Uth-，Uth+]區(qū)域之間；當負載電流突然降低時，原理同上。由圖2（a）可以看出在負載電流外部增加了變壓器和電感，由圖2（b）中可以看出，電感和變壓器引入了遲滯，使得電荷泵的充/放電電流無法快速充/放至ΔI，且UV、OV信號會不斷變化，導致電荷泵電流ICPM不斷上升/下降，不易控制，引入電磁干擾。

圖2 文獻[12]提出的電荷泵技術Fig.2 Current pump proposed in reference[12]

圖3 本文所提電荷泵Fig.3 Current pump consisting of SPS module and LDO module

為了克服上述問題，本文提出了新的電荷泵結構，采用LDO代替普通的電荷泵，如圖3所示。該電荷泵由主開關電源模塊和LDO電荷泵模塊組成。主開關電源模塊如虛線框內所示，是一個完整的Buck型DC-DC變換器；L、Co分別為輸出濾波電感和濾波電容，Ro為負載；內部的點劃線框內為控制環(huán)路，Rs為采樣電阻，iL為負載電流。主開關模塊參數(shù)的取值遵循單獨DC-DC變換器的參數(shù)設計，和電荷泵無關；且其在穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)響應時均處于工作狀態(tài)。LDO電荷泵是一個LDO模塊，由功率管、誤差放大器和反饋環(huán)路組成。功率管VT1和VT2工作在飽和區(qū)，分別由欠壓Uref-Uh和過壓Uref+Uh經過誤差放大器來控制。誤差放大器工作在線性區(qū)，且其放大倍數(shù)足夠大（約60 dB），保證在電源穩(wěn)態(tài)（沒有負載發(fā)生變化）時LDO電荷泵的功率管VT1和VT2被關斷，降低系統(tǒng)的功耗。LDO電荷泵工作原理和普通LDO的工作原理相同，因此其提供的充/放電電流瞬間可以達到理想值ΔI，滿足其需要的電荷，相比文獻[12]的電荷泵結構提高了瞬態(tài)響應；LDO電荷泵只在負載電流發(fā)生變化，并且輸出電壓值超出設定的閾值時啟動工作。因此輸出電壓被LDO電荷泵箝位在一個設定的閾值內。

當負載電流突然增大，電感電流保持不變，因此欠缺的電流由輸出電容提供，導致輸出電壓下降。當輸出電壓Uo低于輸出電壓參考值的下限值電壓Uref-Uh時，二者的差值通過第一誤差放大器EA1進行放大后驅動并調節(jié)第一功率管VT1，產生從輸入電壓Uin注入到主開關電源模塊輸出端的電流；電荷泵電路中沒有電感，因此注入的電流可以快速上升到ΔI，如圖4（b）所示。輸出電壓將被LDO電荷泵箝位在Uref-Uh，如圖4（a）所示，從而保證輸出電壓不小于Uref-Uh。同時，由于主開關電源模塊的環(huán)路使得占空比飽和達到0，所以電感電流將線性上升。但是在LDO電荷泵啟動階段，輸出電容的寄生電阻會引入一個小毛刺。當電感電流上升至負載電流時，輸出電壓會逐漸上升并大于Uref-Uh，因此LDO電荷泵將會被關閉，主開關電源將恢復到穩(wěn)態(tài)狀態(tài)。在動態(tài)調節(jié)的過程中，電荷泵提供的電流為：

圖4 電荷泵工作原理Fig.4 Operating principle of LDO current pump

因此為了得到足夠的充電電流，假設負載電流變化最大值為Imax，充/放電的LDO功率管兩端電壓Uds為 Uin-Uo（Uin、Uo分別為開關電源的輸入、輸出電壓），因此根據MOSFET的輸出特性曲線可知，只有當Ugs-Uth=Uds=Uin-Uo時，LDO充/放電電流達到最大為Imax，因此VT1的寬長比w/l為：

因為LDO功率管工作在飽和區(qū)，DC-DC開關管工作在線性區(qū)，因此主開關電源的開關管的寬長比w/l為：

為提高DC-DC主開關電源的效率，Uds的取值會很小，為百毫伏級，且 Uin相比 Uo越大時，（Uin-Uo）2相比（Uin-Uth）Uds就越大。假設輸入電壓為 3.3 V，輸出電壓為1.5 V，Uds為0.2 V，閾值電壓Uth為0.7 V，最大輸出電流為2 A，很顯然VT1的寬長比約為主開關電源的開關管的寬長比的1/6，因此非常容易集成。

當負載電流突然下降時，電感中電流保持不變，多余的電流將流向輸出電容，導致輸出電壓上升。當輸出電壓Uo高于輸出電壓參考值的上限值電壓Uref+Uh時，二者的差值通過第二誤差放大器EA2進行放大，驅動并調節(jié)第二功率管VT2，產生從主開關電源模塊輸出端到地的放電電流，其輸出電壓Uo被箝位在Uref+Uh，直至電感電流下降至負載電流為止。其原理圖和充/放電的工作波形如圖4所示。

通過增加2個額外的電荷泵，輸出電壓可以快速恢復到設定的電壓區(qū)域[Uref-Uh，Uref+Uh]。此LDO電荷泵的主極點為1/（2πRoCo），次極點由誤差放大器引入，其零點為 1/（2πresrCo）[14]。因此在動態(tài)調節(jié)中，只要保證此LDO電荷泵在最大輸出電流時穩(wěn)定，則其會在整個負載電流域中穩(wěn)定，且電源系統(tǒng)將不會受到額外增加模塊的穩(wěn)定性影響。因為若主開關電源模塊在動態(tài)調節(jié)時是開環(huán)系統(tǒng)，則占空比為1或者0，保證電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性；若主開關電源模塊在動態(tài)調節(jié)時是閉環(huán)系統(tǒng)，由于LDO承擔了部分充放電的功能，因此主開關模塊的等效負載電流會減小，相當于等效負載電阻Ro變大，而Buck電路主開關電源模塊的負載電阻Ro越大，其主極點會越小，主開關電源模塊的系統(tǒng)穩(wěn)定性越好。因此在動態(tài)調節(jié)增加DC-DC電源瞬態(tài)響應的過程中，LDO電荷泵和主開關電源模塊雙環(huán)路系統(tǒng)會保持穩(wěn)定。

2 仿真驗證

把基于LDO電荷泵的快速瞬態(tài)響應的DC-DC電源應用在Buck電源中，其原理圖見圖2。在峰值電流型Buck變換器中應用本文提出的技術，通過Saber仿真軟件驗證性能指標。仿真參數(shù)如下：Uin=3.3 V，Uo=1.5 V， f=2 MHz，Co=20 μF，L=4.7×10-6H，resr=，電流采樣系數(shù)為0.42。

為了降低LDO電荷泵的啟動時間，減小輸出電壓的毛刺，需要一個放大倍數(shù)大、驅動能力強、輸出電阻小的誤差放大器，可以參考文獻[15-16]的結構。因為LDO功率管的寬長比較小，因此LDO電荷泵的次極點將遠遠大于主極點，從而保證LDO電荷泵的穩(wěn)定性[14]。本文LDO的結構如圖5所示，分為功率管、誤差放大器、負載3個部分。Mp為LDO的功率管；虛線框內為 LDO 的誤差放大器：A0、A1、A2為一般的普通放大器，可以采用基本的差分運放結構；c1、c2和 r1、r2分別為密勒補償電容和電阻，用于保持LDO誤差放大器的穩(wěn)定性。負載如圖右下角虛線所示，即DC-DC負載。根據式（4）計算出LDO功率管的寬長比為3 000/0.35，用于驅動LDO功率管的誤差放大器必須具有較大的驅動能力，因此LDO誤差放大器的輸出端M0、M1的寬長比分別為60/0.35、18/0.35。

圖5 電荷泵結構Fig.5 Stucture of current pump

當負載電流發(fā)生較大變化時，使用LDO電荷泵技術前、后電源系統(tǒng)的輸出電壓如圖6（a）所示。圖6（b）為利用LDO電荷泵技術的電源系統(tǒng)的工作波形。從圖6（a）中可以看出，在負載電流變化1.44 A時，沒有采用LDO電荷泵技術的電源系統(tǒng)的輸出電壓的恢復時間為70 μs，電壓過沖和電壓下降都大于100 mV；而采用LDO電荷泵技術的電源系統(tǒng)的輸出電壓的恢復時間有明顯改善，可以在瞬間恢復，且沒有電壓過沖和下降（毛刺除外，由輸出電容的寄生電阻導致）。因此，本文提出的基于LDO電荷泵技術的電源系統(tǒng)在負載電流變化較大時，可以很好地改善其輸出電壓的瞬態(tài)響應，降低電壓過沖和電壓下降。

圖6 使用LDO前后系統(tǒng)輸出波形對比Fig.6 Comparison of output waveforms between system with and without LDO

3 結語

LDO電荷泵技術滿足了DC-DC電源變換器對快速瞬態(tài)響應的要求，由于其充/放電回路沒有任何電感、電容等遲滯元件，保證了充/放電電流快速響應到一個較大值，滿足負載需要，比普通電荷泵技術更加優(yōu)越，且輸出電壓的誤差可以很好地控制在一定范圍之內。通過系統(tǒng)仿真軟件Saber，將此LDO電荷泵技術應用于Buck電源中，其仿真結果驗證了使用此技術可以更好地改善輸出電壓的瞬態(tài)響應。