船舶電力推進(jìn)變頻器AFE仿真研究

張利軍

● （海軍駐南京地區(qū)航天機(jī)電系統(tǒng)軍事代表室，南京 210012）

船舶電力推進(jìn)變頻器AFE仿真研究

張利軍

● （海軍駐南京地區(qū)航天機(jī)電系統(tǒng)軍事代表室，南京 210012）

有源前端(AFE)在船舶電力推進(jìn)變頻器中有較為廣泛的應(yīng)用，AEF具有功率因數(shù)校正功能，且具有好的電流諧波特性，允許功率雙向流動(dòng)，可以去除制動(dòng)電阻，節(jié)約成本。文章在MATLAB/Simulink中搭建了帶有源前端的變頻器仿真模型，拖動(dòng)異步推進(jìn)電機(jī)，取得良好的控制效果。

電力推進(jìn)；變頻器；有源前端；AEF仿真

0 引言

在中低壓船舶電力推進(jìn)領(lǐng)域，交-直-交結(jié)構(gòu)是主流的變頻器電路拓?fù)洹＝恢苯蛔冾l器主要分為兩類，一類前端采用二極管不控整流，另一類前端采用AEF結(jié)構(gòu)，即雙PWM變頻器[1]。

雙PWM變頻器的AEF有源前端具有功率因數(shù)校正功能，且允許能量雙向流動(dòng)，方便推進(jìn)電機(jī)4象限運(yùn)行，因此在中小功率推進(jìn)場(chǎng)合，正得到越來越廣泛的應(yīng)用。

本文在MATLAB/Simulink中搭建了雙PWM變頻器的仿真模型，用其拖動(dòng)一個(gè)異步電機(jī)，設(shè)計(jì)了網(wǎng)側(cè) AEF有源前端和推進(jìn)電機(jī)側(cè)PWM逆變器的控制策略。AEF有源前端采用了電壓、電流雙閉環(huán)控制，電機(jī)采用轉(zhuǎn)子磁鏈定向的矢量控制。分析了雙PWM變頻器的網(wǎng)側(cè)諧波和中間電容電壓穩(wěn)定性，以及推進(jìn)電機(jī)的加速、制動(dòng)時(shí)特性。

1 雙PWM變頻器的數(shù)學(xué)模型和控制策略

圖1 雙PWM變頻器推進(jìn)系統(tǒng)原理圖

雙PWM變頻器由電壓型AEF有源前端、直流電容及電壓型PWM逆變器組成。電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。

1.1 網(wǎng)側(cè)AEF有源前端的數(shù)學(xué)模型及其控制[2]

網(wǎng)側(cè)AEF有源前端在d-q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

式中，Vd、Vq分別為網(wǎng)側(cè)AEF有源前端交流輸出電壓的d軸分量和q軸分量；L為濾波電感的感值，R為濾波電感的電阻；Esd、Esq為電網(wǎng)電壓。

式（1）表明，d、q軸電流除受控制量Vd、Vq的影響外，還受到電流交叉耦合項(xiàng)ωLid、ωLiq和電網(wǎng)電壓Esd、Esq的影響。為了消除d、q軸之間的電流耦合和電網(wǎng)電壓擾動(dòng)，采用前饋解耦控制，電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器，則電壓控制方程為：

式中，、分別為網(wǎng)側(cè)有功電流和無功電流的參考值。

忽略線路損耗和變流器開關(guān)損耗，有：

式中，p為變流器發(fā)出的有功功率。根據(jù)式（3）可得：

式中，m為變流器調(diào)制度（變流器交流側(cè)輸出基波相電壓幅值與直流側(cè)電壓之比）；δ為變流器交流側(cè)輸出基波相電壓與電網(wǎng)相電壓的相位差。

圖2 AEF有源前端控制框圖

直流電壓控制環(huán)節(jié)可采用如下控制規(guī)律：

則AEF有源前端的控制框圖如圖2所示。

1.2 感應(yīng)電機(jī)的數(shù)學(xué)模型的及其矢量控制[3,4]

轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向矢量控制系統(tǒng)中，d-q坐標(biāo)系與轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶喀譺同步旋轉(zhuǎn)（旋轉(zhuǎn)角速度為同步角速度ωe），并使d軸與轉(zhuǎn)子磁鏈重矢量合。

對(duì)異步電動(dòng)機(jī)的定子電壓方程、定子磁鏈方程，轉(zhuǎn)子電壓方程、轉(zhuǎn)子磁鏈方程進(jìn)行變換。數(shù)量異步電機(jī)轉(zhuǎn)子短路，轉(zhuǎn)子電壓為0；消去轉(zhuǎn)子磁鏈，得到定子電壓方程為：

其中，為磁鏈控制器給出的勵(lì)磁電流給定；為轉(zhuǎn)速控制器給出的轉(zhuǎn)矩電流給定。

由電壓方程和磁鏈方程可得：

可以設(shè)計(jì)磁鏈控制器形式為：

其中，為給定磁鏈。

根據(jù)運(yùn)動(dòng)方程和轉(zhuǎn)矩方程可得：

式中，Tm為負(fù)載機(jī)械轉(zhuǎn)矩；p為電機(jī)極對(duì)數(shù)；J為電機(jī)軸上的等效轉(zhuǎn)動(dòng)慣量。可以設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)速控制器的形式為：

式中，為給定機(jī)械角速度。

則按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的異步電機(jī)矢量控制框圖如圖 3所示。

圖3 按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的異步電機(jī)矢量控制框圖

2 仿真分析

推進(jìn)電機(jī)為異步電機(jī)，額定電壓 400V，額定功率165kW，額定轉(zhuǎn)速 1489r/min，這里假設(shè)電機(jī)軸上等效的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量 4kg·m2。網(wǎng)側(cè) AEF有源前端濾波電感選為0.3mH，中間直流電容取9900μF，開關(guān)周期選為4kHz；電機(jī)側(cè)PWM逆變器的開關(guān)周期選為3kHz。

在MATLAB/Simulink仿真環(huán)境中，按以上參數(shù)搭建了雙PWM變頻器的模型。仿真中電網(wǎng)電壓相位采用基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的鎖相環(huán)（SRF-PLL）獲得，采用轉(zhuǎn)子磁鏈的電流模型來求取轉(zhuǎn)子磁鏈的幅值和空間位置。

1）當(dāng)電機(jī)在負(fù)載轉(zhuǎn)矩為額定轉(zhuǎn)矩 1050N·m（負(fù)載轉(zhuǎn)矩方向與轉(zhuǎn)速方向相反）時(shí)，從0加速到額定轉(zhuǎn)速的仿真結(jié)果。

圖 4可以看到電機(jī)經(jīng)歷一個(gè)加速過程后達(dá)到額定轉(zhuǎn)速；在加速過程中電磁轉(zhuǎn)矩大于負(fù)載轉(zhuǎn)矩，電機(jī)電流大于額定電流，加速階段結(jié)束后，電磁轉(zhuǎn)矩等于負(fù)載轉(zhuǎn)矩，電機(jī)電流將為額定電流；還可以看到，加速過程中電機(jī)電流的頻率有一個(gè)上升的過程。

圖5可以看到，在電機(jī)加速過程中，雙PWM變頻器網(wǎng)側(cè)電流慢慢增大，加速過程結(jié)束后變頻器電流下降并穩(wěn)定；加速過程中，系統(tǒng)功率在增大，加速過程結(jié)束后功率下降并穩(wěn)定；系統(tǒng)無功功率為0，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)。

圖4 電機(jī)定子電流、轉(zhuǎn)速、電磁轉(zhuǎn)矩

圖5 電網(wǎng)電壓、AFE網(wǎng)側(cè)電流、系統(tǒng)總功率

圖6可以看出，雙PWM變頻器網(wǎng)側(cè)AEF有源前端可以保持中間電容電壓穩(wěn)定。

圖7可以看到，雙PWM變頻器網(wǎng)側(cè)AEF有源前端的網(wǎng)側(cè)電流為正弦波，總的電流THD為3.7%，但是低頻5、7、9次諧波分量并不顯著。

圖6 變頻器中間直流側(cè)電容電壓

圖7 網(wǎng)側(cè)電流諧波情況（2.4s～2.5s）

2）當(dāng)電機(jī)在負(fù)載轉(zhuǎn)矩為額定轉(zhuǎn)矩 1050N·m（負(fù)載轉(zhuǎn)矩方向與轉(zhuǎn)速方向相反）時(shí)，從0加速到額定轉(zhuǎn)速，經(jīng)過再生能量制動(dòng)，然后反向加速到額定轉(zhuǎn)速時(shí)的仿真結(jié)果。

圖8可以看到，電機(jī)在（0, 1s）經(jīng)歷一個(gè)加速過程，在加速過程中正向電磁轉(zhuǎn)矩與負(fù)載轉(zhuǎn)矩只差作為加速轉(zhuǎn)矩；電機(jī)在（2.5s, 2.72s）經(jīng)歷一個(gè)能量再生制動(dòng)的過程；在制動(dòng)過程中，反向的電磁轉(zhuǎn)矩和負(fù)載轉(zhuǎn)矩一起成為制動(dòng)轉(zhuǎn)矩，因此制動(dòng)過程很快；電機(jī)在（2.72s, 3.6s）經(jīng)歷一個(gè)反向加速過程，在反向加速過程中反向電磁轉(zhuǎn)矩與負(fù)載轉(zhuǎn)矩之差作為加速轉(zhuǎn)矩，加速過程和正向加速過程相似（不需經(jīng)歷電機(jī)啟動(dòng)過程中的磁鏈建立過程）。

圖9可以看到，在（0, 1s）電機(jī)加速過程中，雙PWM變頻器網(wǎng)側(cè)電流慢慢增大，系統(tǒng)功率也在增大；在（1s,2.5s）電機(jī)額定轉(zhuǎn)速運(yùn)行中，雙PWM變頻器網(wǎng)側(cè)電流穩(wěn)定，系統(tǒng)功率也穩(wěn)定；在（2.5s, 2.72s）電機(jī)再生能量制動(dòng)過程中，系統(tǒng)功率為負(fù)，即向電網(wǎng)回饋能量；在（2.72s, 3.6s）電機(jī)反向加速過程中，雙PWM變頻器網(wǎng)側(cè)電流慢慢增大，系統(tǒng)功率也在增大；在（3.6s, 5s）電機(jī)額定轉(zhuǎn)速運(yùn)行中，雙PWM變頻器網(wǎng)側(cè)電流穩(wěn)定，系統(tǒng)功率也穩(wěn)定。在整個(gè)過程中，系統(tǒng)無功功率為0，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)。

圖8 電機(jī)定子電流、轉(zhuǎn)速、電磁轉(zhuǎn)矩

圖9 電網(wǎng)電壓、AFE網(wǎng)側(cè)電流、系統(tǒng)總功率

圖10可以看出，在能量再生制動(dòng)開始時(shí)刻，電容電壓有個(gè)突增，但很快就重新實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定，雙 PWM 變頻器AEF有源前端可以保持中間電容電壓穩(wěn)定。

圖10 變頻器中間直流側(cè)電容電壓

3 結(jié)論

本文從理論上分析了背靠背雙PWM變頻器的數(shù)學(xué)模型，并進(jìn)行了仿真分析，仿真結(jié)果表明，雙PWM變頻器具有好的網(wǎng)側(cè)諧波特性和好的機(jī)側(cè)動(dòng)態(tài)特性，可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，適合用在船舶電力推進(jìn)場(chǎng)合。

[1]馬小亮. 高性能變頻調(diào)速及其典型控制系統(tǒng)[M]. 北京: 機(jī)械工業(yè)出版社, 2010.

[2]張崇魏. PWM 整流器及其控制[M]. 北京: 機(jī)械工業(yè)出版社, 2003.

[3]陳伯時(shí). 電力拖動(dòng)自動(dòng)控制系統(tǒng)[M]. 北京: 機(jī)械工業(yè)出版社, 2003.

[4]李永東. 交流電機(jī)數(shù)字控制系統(tǒng)[M]. 北京: 機(jī)械工業(yè)出版社, 2002.

Study on AFE Simulation of Marine Electric Propulsion Frequency Converter

ZHANG Li-jun
(Representative Section Stationed at Aerospace Mechanical and Electrical System in Nanjing, Nanjing 210012, China)

Active Front End (AFE) rectifier has a wide range of applications in Marine Electric Propulsion frequency converter.AEF has power factor correction function, and good current harmonics characteristics. Because the active front end rectifier is a bi-directional power flow rectifier, the braking resistor can be removed and the cost can be reduced. In this paper, the electric propulsion simulation model of the frequency converter with AFE rectifier and asynchronous propulsion motor is built under MATLAB / Simulink software. The control effect is excellent with this simulation model.

electric propulsion; frequency converter; active front end; AFE simulation

U664.14

A

張利軍（1964-），男，高級(jí)工程師。研究方向：船舶電氣及控制。