基于磁耦合的CCM PFC無源無損緩沖電路

趙清林，張建勇

（1.燕山大學(xué) 電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北 秦皇島 066004；2.德州供電公司，山東 德州 253008）

0 引言

為滿足IEC61000-3-2等電網(wǎng)諧波注入標(biāo)準(zhǔn)，功率因數(shù)校正PFC（Power Factor Correction）技術(shù)已被廣泛應(yīng)用[1-3]，而PFC拓?fù)渲蠦oost變換器的應(yīng)用最為廣泛，在高于300 W的功率應(yīng)用場合適合選用電流連續(xù)模式（CCM）PFC。為降低成本，在Boost電路中，常采用Si材料的超快恢復(fù)二極管，但是，電路工作于CCM模式時(shí)二極管存在嚴(yán)重的反向恢復(fù)問題[4-7]，在開關(guān)開通過程中，其電流為輸入電流與二極管峰值反向恢復(fù)電流之和，并且在其電流達(dá)到最大值之前，開關(guān)的電壓始終被箝位在輸出電壓，這大幅增加了開關(guān)管的開通功率損耗，降低了PFC的效率，限制了開關(guān)頻率的提高和PFC體積的減小，而且硬開通使電磁干擾（EMI）問題更加嚴(yán)重。

對(duì)于傳統(tǒng)的CCM PFC，二極管嚴(yán)重的反向恢復(fù)是造成開關(guān)損耗加大的主要原因，為解決這個(gè)問題，通常采用加入緩沖電路的方法以改善器件的開關(guān)環(huán)境，實(shí)現(xiàn)無損開通。緩沖電路主要分為有源緩沖和無源緩沖兩大類。有源緩沖網(wǎng)絡(luò)中加入了輔助的有源開關(guān)管，通過與主開關(guān)管的配合，實(shí)現(xiàn)主開關(guān)的軟開通[8-11]，但增加了PFC的成本和控制電路的復(fù)雜程度，且輔助開關(guān)管難以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。無源無損緩沖是通過加入無源元件以減小開關(guān)在開通期間電壓和電流的交疊面積，實(shí)現(xiàn)零電流開通，其思路是在主二極管支路上串聯(lián)緩沖電感以抑制其電流下降率，打破開關(guān)管電壓和電流的箝位關(guān)系，減小開關(guān)損耗[12-13]。文獻(xiàn)[14]和[15]分別提出了最小電壓應(yīng)力和非最小電壓應(yīng)力緩沖單元，但兩者均具有參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜、對(duì)開關(guān)引入額外的電流或電壓應(yīng)力、軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍小等缺點(diǎn)。

本文提出了一種基于磁耦合的無源無損緩沖電路，并對(duì)其進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析和參數(shù)設(shè)計(jì)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了其可行性和優(yōu)越性。

1 緩沖電路的結(jié)構(gòu)和工作原理分析

1.1 緩沖電路的結(jié)構(gòu)

本文提出的緩沖電路如圖1中虛框內(nèi)所示，Np繞組為Boost變換器的主電感，圖中緩沖電感Lr用于抑制二極管 VD的電流下降率（di／dt≈-Uo／Lr），通過與電容Cr的諧振過程將緩沖能量暫存于Cr中，且開通緩沖過程不影響正常的占空比。在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，耦合繞組Ns能夠幫助電感Lr迅速完成復(fù)位，電容Cr也相繼在很短的時(shí)間內(nèi)把緩沖能量傳遞到負(fù)載端。3個(gè)輔助二極管負(fù)責(zé)管理能量流向，輔助實(shí)現(xiàn)能量的無損吸收和傳遞。

圖1 帶有緩沖電路的功率因數(shù)校正器Fig.1 PFC circuit with snubber

1.2 緩沖電路的工作原理分析

因?yàn)殚_關(guān)周期遠(yuǎn)小于半個(gè)工頻周期，所以每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的PFC電路可以等效為輸入電壓為Ui、輸出電壓為Uo的Boost電路。為簡化分析過程，假設(shè)輸出濾波電容C足夠大，Uo為恒壓，3個(gè)輔助二極管沒有反向恢復(fù)特性，所有半導(dǎo)體器件均沒有通態(tài)管壓降。根據(jù)圖2中關(guān)鍵的電壓和電流波形可將一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的工作過程分為6個(gè)工作模態(tài)，各個(gè)工作模態(tài)的工作原理分析如下。

a.模態(tài) 1（t5～t0]。 t5時(shí)刻 VT已經(jīng)關(guān)斷，且電路達(dá)到正常的PWM穩(wěn)態(tài)，輸入電壓和2個(gè)耦合繞組同時(shí)為負(fù)載供電，輸入電流表達(dá)式為：

圖2 關(guān)鍵的電壓和電流理論分析波形Fig.2 Theoretical waveforms of key voltage and current

其中，M為繞組Np與Ns間的互感。

b.模態(tài) 2（t0～t1]。 在 t0時(shí)刻將 VT開通，二極管支路電流開始向Lr支路轉(zhuǎn)移，因電感Lr的作用，其電流下降率被有效地抑制，峰值反向恢復(fù)電流大幅減小，當(dāng)二極管電流達(dá)到峰值反向恢復(fù)電流IRM時(shí)二極管真正截止，主二極管VD的瞬時(shí)電流表達(dá)式為：

其中，N 為繞組 Ns與 Np的匝數(shù)比，N=Ns∶Np（N＜1）。

c.模態(tài) 3（t1～t2]。t1時(shí)刻 Lr電流為輸入電流與IRM之和，但是由于二極管VD的瞬間截止和Lr的電流不能突變，電感Lr將使VD2-Cr支路導(dǎo)通，將多余的能量傳遞到Cr中，Lr和Cr發(fā)生諧振，在此諧振過程中，等效的電壓源為NUi，當(dāng)Lr的電流與輸入電流相等時(shí)本模態(tài)結(jié)束，Cr電壓達(dá)到最大值，Cr電壓和VD2電流表達(dá)式為：

d.模態(tài)4（t2～t3]。 開通緩沖階段在 t2時(shí)刻結(jié)束，模態(tài)4進(jìn)入正常的PWM階段，Boost電感和Lr在輸入電壓的作用下，其電流線性上升，輸入電流為：

e.模態(tài) 5（t3～t4]。 VT在 t3時(shí)刻關(guān)斷，當(dāng)其電壓上升到Uo時(shí)，二極管VD1自然導(dǎo)通，開關(guān)管的電壓被箝位在Uo。VD1導(dǎo)通后電感Lr在Cr初始電壓和Ns輔助繞組電壓的作用下電流迅速降為零，同時(shí)，VD3導(dǎo)通。Lr電流和Cr電壓表達(dá)式為：

其中，UCr0為t2時(shí)刻Cr的電壓。

為實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電流開通，必須保證電感Lr的電流在下個(gè)開關(guān)周期到來之前降為零，否則在開關(guān)開通時(shí)刻Lr-VD1支路電流將瞬間流入開關(guān)管，并且VD1會(huì)出現(xiàn)較大的反向恢復(fù)電流，增大開關(guān)管的開通損耗。

f.模態(tài) 6（t4～t5]。 t4時(shí)刻輸入電流全部流過 Cr，Cr以恒流放電，將其在模態(tài)3中存儲(chǔ)的能量傳遞到負(fù)載側(cè)，實(shí)現(xiàn)能量無損回饋。電容Cr電壓表達(dá)式為：

到t5時(shí)刻，Cr電壓降到零，Cr中儲(chǔ)存的能量全部釋放到負(fù)載側(cè)，VD3中的電流全部轉(zhuǎn)移到VD中，此模態(tài)結(jié)束。

2 緩沖電路參數(shù)設(shè)計(jì)方法與實(shí)例

2.1 開關(guān)管零電流開通條件分析

由緩沖電路基本工作原理可知，在開關(guān)管的開通緩沖階段模態(tài)3中，Lr和Cr的諧振回路與Np-Lr-VT主回路是相互獨(dú)立的，故諧振過程能否完成未影響Np繞組能量的存儲(chǔ)，即不會(huì)減小有效占空比。

而在關(guān)斷緩沖階段的模態(tài)5中，若電感Lr的電流不能降為零，則當(dāng)開關(guān)管再次開通時(shí)，Lr剩余電流和輔助二極管VD1的反向恢復(fù)電流同樣會(huì)造成開關(guān)管開通損耗的增大，故開關(guān)管零電流開通條件為：

2.2 緩沖電路參數(shù)設(shè)計(jì)方法

a.電感Lr的大小決定著開關(guān)管開通時(shí)電流的上升率和開關(guān)管開通損耗Pon，查詢所選用開關(guān)管的數(shù)據(jù)手冊(cè)可獲得開關(guān)管的開通時(shí)間ton，則得：

若已知開關(guān)頻率fs和期望的開通功率損耗Pon，則可以計(jì)算出所需的緩沖電感Lr的值。

二極管的峰值反向恢復(fù)電流IRM與其電流下降率di／dt有關(guān)，因此需要查詢二極管數(shù)據(jù)手冊(cè)中的IRM與 di／dt曲線以決定電感 Lr的值，與式（10）中計(jì)算值進(jìn)行比較，取較大值。

b.在模態(tài)2的諧振過程中，主二極管VD的電壓應(yīng)力最大值為UCr0+Uo，若電容Cr過小，則過大的UCr0同樣可能造成二極管VD被擊穿，故要求：

在模態(tài)4中，主二極管VD的電壓應(yīng)力為NUi+Uo，為保護(hù)主二極管不被反向擊穿，即要求：

c.當(dāng)匝比N一定時(shí)，隨著電容Cr的變化，相應(yīng)的Lr復(fù)位時(shí)間即可求得，為保證實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電流開通，必須滿足不等式（9）。

以上的 3 個(gè)不等式（9）、（11）、（12）條件必須同時(shí)滿足，當(dāng)N一定時(shí)，Cr只要在合理的范圍內(nèi)選取即可。

2.3 緩沖電路參數(shù)設(shè)計(jì)實(shí)例

為詳細(xì)介紹參數(shù)設(shè)計(jì)過程，現(xiàn)以通用90～264 V輸入電壓，400 V直流輸出，開關(guān)頻率fs=90 kHz，額定功率500 W的PFC為例設(shè)計(jì)緩沖電路參數(shù)。

開關(guān)管采用STP21NM60N，查得ton=15 ns，設(shè)開通損耗Pon=0.1 W，由式（10）可計(jì)算得 Lr=5.4 μH。 主二極管選8A／600 V的STTH8L06D，查詢其手冊(cè)可知，正向平均電流為8 A、反向恢復(fù)電流為2 A時(shí)要求的 di／dt=20 A ／μs，故 Lr＞20 μH，考慮開關(guān)和電路板線路寄生電感的存在，Lr可取值為10 μH。

最大的匝比N由式（12）可知為0.21，先設(shè)定匝比N，當(dāng)改變電容Cr的值時(shí)，相應(yīng)的Lr復(fù)位時(shí)間toff_snu即可求得，由式（9）可得Cr的最大容值，而由Cr的最大電壓值UCr0小于80 V，則可得Cr的最小容值，Cr只要在最大值與最小值之間取值即可。因?yàn)镻FC的輸入電壓為交流電，因此輸入電壓在每個(gè)開關(guān)周期是不同的，利用MathCAD軟件可以計(jì)算出每一組N與Cr在半個(gè)工頻周期內(nèi)的toff_snu曲線。

當(dāng)N取0.14、輸入電壓有效值為90 V、輸出功率為500 W、Cr的范圍為80 nF到680 nF時(shí)的toff_snu曲線組如圖3所示，橫軸為開關(guān)周期數(shù)，在半個(gè)工頻周期內(nèi)共有0.01×90000=900個(gè)開關(guān)周期。設(shè)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的最大占空比為0.9（當(dāng)占空比大于0.9時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入電壓和電流在過零點(diǎn)附近），由圖3可知，當(dāng)Cr為580 nF時(shí)的最大關(guān)斷緩沖時(shí)間接近0.1Ts（大于0.1Ts將影響Cr能量復(fù)位，如圖3中最上面的橫線所示），故Cr最大值為580 nF，當(dāng)Cr小于260 nF時(shí)，其最大電壓UCr0超過了80 V，因此Cr的取值范圍為260～580 nF。

圖3 不同Cr對(duì)應(yīng)的Lr電流復(fù)位時(shí)間Fig.3 Reset duration of Lrcurrent for different Cr

同理可得，當(dāng)匝比N從0.06變化到0.2時(shí)，Cr的最小值和最大值如表1所示。因此，綜合考慮可取N為 0.1，Cr為 200 nF。

表1 Cr的取值范圍Tab.1 Range of Cr

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

設(shè)計(jì)并制作了500 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，主要參數(shù)如下：耦合電感磁芯使用APH27P90，原邊電感值為1042 μH，匝比為 10∶1；開關(guān)頻率為 90 kHz；開關(guān)管為STP21NM60N；主二極管為STTH8L06D；輔助二極管均選用STTH3S06D；輸出濾波電容用440 μF／450 V電解電容；控制器采用UCC3818實(shí)現(xiàn)平均電流控制；緩沖元件參數(shù)與2.3節(jié)中設(shè)計(jì)值相同，緩沖電感磁芯用RM8。測試條件為220 V交流輸入、400 V直流輸出、功率500 W，主要實(shí)驗(yàn)波形見圖4。

交流輸入電壓和電流波形如圖4（a）所示，對(duì)PFC波形進(jìn)行THD分析。圖5為PFC輸入電流諧波含量與IEC61000-3-2 D類標(biāo)準(zhǔn)對(duì)比曲線，可見輸入電流各次諧波含量均滿足要求，其次，由諧波分析可知，總的諧波畸變率為4%，功率因數(shù)為0.986。

圖4（b）—（d）均為開關(guān)管電壓和緩沖電感電流波形，圖 4（c）為 4（b）的放大圖，并將 2 個(gè)波形的坐標(biāo)基準(zhǔn)放在一條水平線，由圖4（c）可見，在VT開通時(shí)刻，其電壓和電流的交疊面積可忽略，VT基本實(shí)現(xiàn)了零電流開通。圖4（b）和圖4（d）的不同之處在于輸入電壓的瞬時(shí)值不同，圖4（b）在輸入交流電壓峰值處，占空比很小，故Lr與Cr的諧振過程未完成時(shí)VT就被關(guān)斷，而圖4（d）是在輸入電壓為162 V處，對(duì)應(yīng)的占空比較大，諧振完成后Lr電流與輸入電流相等；但相同之處是Lr均能快速復(fù)位，VT均實(shí)現(xiàn)了零電流開通。

圖4 主要實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Main experimental waveforms

圖5 輸入電流諧波含量與Class D標(biāo)準(zhǔn)對(duì)比曲線Fig.5 Curves of comparison between harmonics of input current and Class D

圖4（b）和圖 4（d）中被圈定部分表明開關(guān)管電壓存在振蕩，這是由當(dāng)Lr電流降為零后，Lr會(huì)與二極管VD1和開關(guān)VT的寄生電容產(chǎn)生振蕩引起的，當(dāng)Cr電壓為零時(shí)振蕩過程大幅減弱。

Lr電流與 Cr電壓波形如圖 4（e）所示，在 VT開通階段，Lr與Cr諧振將多余的能量傳遞到Cr中，在VT關(guān)斷時(shí)，Cr中的能量被傳遞到負(fù)載端，實(shí)現(xiàn)能量的無損吸收。主二極管關(guān)斷時(shí)刻的波形如圖4（f）所示，可見主二極管的電流下降率被降低為22 A／μs，峰值反向恢復(fù)電流為正向電流的80%，二極管的反向恢復(fù)電流被大幅抑制。

輸入電壓為220 V、輸出功率由30 W到500 W時(shí)，針對(duì)提出的無源無損緩沖電路PFC和傳統(tǒng)PFC，在采用相同的功率半導(dǎo)體器件和升壓電感的情況下進(jìn)行了整機(jī)效率的對(duì)比測試，測試結(jié)果如圖6所示。對(duì)比可知，本文提出的無源無損緩沖PFC效率比傳統(tǒng)PFC效率最多高出2%，表明該無源無損緩沖電路的加入有利于提高電源系統(tǒng)的效率。

圖6 效率對(duì)比曲線Fig.6 Curves of efficiency comparison

4 結(jié)論

本文提出了一種應(yīng)用于CCM PFC的無源無損緩沖電路，它能有效抑制二極管反向恢復(fù)電流，減小功率開關(guān)的開通損耗，從而獲得較高的效率，有利于開關(guān)頻率的提高、電磁干擾的減弱和磁性元器件體積的減小，并且該緩沖電路結(jié)構(gòu)簡單，參數(shù)設(shè)計(jì)簡潔，開關(guān)管零電流開通條件容易滿足。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該緩沖電路比較適合于高效率PFC場合。