一種改進的多模數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)及其FPGA實現(xiàn)*

張庭偉，袁正午，周 牧，田增山

(重慶郵電大學移動通信技術(shù)重慶市重點實驗室，重慶400065)

1 引言

隨著3G和LTE的不斷發(fā)展，多模終端將成為移動終端的發(fā)展趨勢。多種通信模式的共存對于移動終端用戶而言，就是迫切需要支持多個頻段和多種模式的終端，這樣可在多種不同制式的系統(tǒng)之間自由切換[1]。而隨著3G牌照的發(fā)放，3種不同的3G網(wǎng)絡(luò)覆蓋方案共存的局面已經(jīng)不可避免，再加上目前國內(nèi)TD－LTE正如火如荼地推廣，多模終端無疑將成為運營商和終端用戶的首選[2]。目前，絕大部分移動終端為GSM和3G的共存，而TD－LTE與3G共存的移動終端，在業(yè)界仍還處于萌發(fā)期。而傳統(tǒng)的數(shù)字下變頻只能實現(xiàn)特定制式的處理，無法實現(xiàn)單系統(tǒng)多模式的功能。

基于此，本文提出一種能夠兼容多種模式的數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)，并且完成各模塊Verilog代碼編寫和Modelsim仿真;最后將代碼移植到FPGA，并結(jié)合ETTUS射頻板、自主設(shè)計的中頻板以及友晶TR4 FPGA開發(fā)板多模硬件平臺進行了板級調(diào)試，驗證了多模功能的可行性。

2 改進DDC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計

圖1為設(shè)計的多模數(shù)字系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，數(shù)字下變頻是整個多模系統(tǒng)的核心，完成系統(tǒng)下變頻和降采樣的任務(wù)。

圖1 多模數(shù)字系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Structure diagram of multimode digital system

由于傳統(tǒng)DDC各級濾波器參數(shù)一旦配置完成，便無法實時更改，從而大大降低了系統(tǒng)的靈活性，無法滿足系統(tǒng)多模需求[3]。于是，通過對各模式以及DDC各模塊的分析，對相關(guān)模塊進行改造，以適應(yīng)多模系統(tǒng)的需求。圖2為傳統(tǒng)DDC結(jié)構(gòu)和改進DDC結(jié)構(gòu)的對比。

圖2 傳統(tǒng)與改進數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 Structure diagram of traditional and improved digital frequency conversion

圖2 中，(a)為傳統(tǒng)DDC結(jié)構(gòu)，其采用常系數(shù)濾波器，無法適用于多頻多模需求且處理效果欠佳;而(b)為改進的多模DDC結(jié)構(gòu)，其各級模塊參數(shù)均可以實時修改，且采用濾波特性較好的半并行HB及多相位FIR濾波器實現(xiàn)，具有較好的高效性和實用性。

3 數(shù)字下變頻模塊設(shè)計

數(shù)字下變頻技術(shù)是應(yīng)用軟件無線電系統(tǒng)中的核心技術(shù)之一[3]。軟件無線電的核心思想是:構(gòu)建一個模塊化程度高且開放性強的通用平臺，將各種需要實現(xiàn)的功能用軟件編程來實現(xiàn)，并使數(shù)字化處理(A/D)器件盡可能地靠近射頻天線，讓所有的信號處理都在數(shù)字域中進行[4]。

DDC是數(shù)字中頻在A/D變換后的數(shù)字處理部分，可以有效降低采樣頻率，即通過降低數(shù)據(jù)量，以達到減輕基帶處理對DSP計算需求壓力的目的[5]。下面基于改進的DDC結(jié)構(gòu)對各級模塊進行闡述。

3.1 NCO模塊設(shè)計

NCO模塊能生成一組嚴格正交、穩(wěn)定、頻率可控的正余弦信號。選用CORDIC算法的IP核完成NCO設(shè)計，CORDIC無需使用乘法器，只需一個最小的查找表，利用移位和加法運算，即可產(chǎn)生高精度正余弦波形，非常有利于FPGA實現(xiàn)[6]。Altera提供的IP核性能卓越，精度高達10－9，能夠很好地完成下混頻的任務(wù)。

3.2 CIC抽取濾波器模塊設(shè)計

隨著現(xiàn)代無線通信中數(shù)據(jù)傳輸率不斷增加，CIC濾波器的應(yīng)用顯得尤為重要。CIC濾波器只包含加法器、積分器和寄存器，沒有乘法器，因此適合高采樣率電路。此外，CIC濾波器是一種基于零極點相消的FIR濾波器，在高速抽取系統(tǒng)中可以得到有效利用[6]。由于Altera提供抽取率可變的CIC IP核，故采用IP核完成第一級抽取濾波器設(shè)計，可有效縮短開發(fā)周期。

3.3 半并行半帶濾波器模塊設(shè)計

HBF適用于實現(xiàn)D=2M倍抽取，由于減少了一半存儲和計算量，故在高速處理中具有計算效率高，實時性強等優(yōu)點。常系數(shù)HBF無法根據(jù)制式的不同配置不同特性的濾波器系數(shù)，故設(shè)計了圖3所示的可配置半并行HBF結(jié)構(gòu)，設(shè)置HBF各參數(shù)為HBF模塊的輸入接口，由上位機通過參數(shù)配置模塊根據(jù)所選模式對濾波器參數(shù)進行配置，參數(shù)可配置是設(shè)計的重點。采用這種濾波器完成第二級抽取濾波的設(shè)計，兼顧靈活、速度和資源的有效整合。

圖3 可配置半并行HBF實現(xiàn)框圖Fig.3 Structure diagram of configurable half－parallel filter

圖3 結(jié)構(gòu)的HBF濾波器，通過改變抽頭系數(shù)和參數(shù)存儲器中的濾波器系數(shù)，還可以將其靈活地運用于實現(xiàn)高通、帶通和帶阻濾波器，可移植性好，在提高系統(tǒng)運算速度和提高系統(tǒng)輸入取樣率方面具有很大優(yōu)勢。此結(jié)構(gòu)不僅能實現(xiàn)濾波器參數(shù)的靈活配置，還能提高處理速度和資源消耗。

3.4 多相FIR濾波器模塊設(shè)計

因為HB濾波器所具有的較大過渡帶，不能滿足濾波特性的總體設(shè)計要求，因此不適合作多級濾波器的最后一級[3]。信號經(jīng)兩級抽取濾波后，數(shù)據(jù)速率比較低，采用具有更高階頻率特性的多相FIR濾波器，作為最后一級濾波，具有更好的通帶波動、過渡帶寬和阻帶抑制等性能[7]。多相濾波器在信號速率轉(zhuǎn)換過程中去掉不必要的計算，同時在抑制鏡像和鄰頻道干擾上具有較好的性能，可大大提高運算速度和信號質(zhì)量。為將該濾波器運用于多模DDC中，設(shè)計了圖4所示可配置多相FIR濾波器結(jié)構(gòu)，其參數(shù)也是可靈活配置的。其傳遞函數(shù)表達式如式(1)所示:

圖4 可配置多相FIR濾波器實現(xiàn)框圖Fig.4 Structure diagram of configurable multiphase FIR filter

該結(jié)構(gòu)實現(xiàn)濾波器參數(shù)的靈活配置，且運算單元在輸出抽樣的周期內(nèi)的所有時刻都在工作，雖占用了一定的資源，但大大提高了濾波器的效率。

3.5 參數(shù)配置模塊設(shè)計

參數(shù)配置模塊是上位機軟件與FPGA通信的中間模塊，能夠根據(jù)上位機選擇的模式，對系統(tǒng)參數(shù)進行對應(yīng)配置，以滿足多種模式系統(tǒng)的需求。參數(shù)配置模塊將需要配置的接口作為輸入，將要設(shè)定的參數(shù)寫入上位機軟件中，運行后將參數(shù)配置到FPGA內(nèi)的參數(shù)配置模塊對應(yīng)的寄存器中，從而完成不同模式下系統(tǒng)參數(shù)的配置。圖5給出了參數(shù)配置模塊的上位機界面。

圖5 參數(shù)配置模塊的上位機界面Fig.5 Computer interface of parameters configuration module

4 實驗驗證及結(jié)果分析

4.1 參數(shù)分析

由于3G制式中WCDMA的帶寬最寬，其他兩種制式原理和WCDMA相同，所以主要針對TDLTE和WCDMA兩種模式進行實驗和分析。它們的參數(shù)如表1所示。

選用4種制式碼片速率的公倍數(shù)245.76 MHz作為系統(tǒng)時鐘頻率為數(shù)據(jù)串并轉(zhuǎn)換提供時鐘，122.88 Msample/s為采樣率以便實現(xiàn)整數(shù)倍抽取。由于抽取系數(shù)較大，若采用一級進行抽取，則濾波器的階數(shù)較高，占用資源較多且不易實現(xiàn)，所以實驗采用濾波器分級抽取，以降低濾波器階數(shù)。本設(shè)計為3級濾波器，故分解為3級抽取?？紤]到CIC和HBF階數(shù)較小且便于數(shù)據(jù)率盡快降下來，將抽取系數(shù)大的放在前端，故TD－LTE系統(tǒng)的CIC、HB和FIR的抽取率依次為2、2和1，WCDMA(2倍基帶速率)系統(tǒng) 的CIC、HB和FIR的抽取率依次為2、4和2。

表1 TD－LTE和WCMDA下變頻參數(shù)Table1 DDC parameters on TD－LTE and WCDMA

4.2 軟件仿真

根據(jù)表1設(shè)置數(shù)字下變頻參數(shù)，并通過Modelsim進行仿真，驗證系統(tǒng)可行性。選擇TD－LTE制式進行可行性驗證?？紤]到硬件平臺的設(shè)計，選用92 MHz的中頻頻率。由于采用122.88 M的采樣率，采樣后得到30.88 MHz中頻信號。NCO產(chǎn)生30.88 MHz的正余弦信號，作為本振信號，與中頻信號相乘，得到零頻信號，再經(jīng)過CIC、HB及FIR濾波器完成抽取濾波，將數(shù)據(jù)率降下來。

圖6為QuartusⅡ中數(shù)字下變頻代碼的RTL級結(jié)構(gòu)。其中 clk_122、clk245是由 AD9510提供給DDC系統(tǒng)的時鐘，valid_ad為AD提供給DDC的使能信號，data_ad_i、data_ad_q為AD采樣后的信號，para_down為各級抽取率配置入口，hbf_coe_set、fir_coe_set分別為HB、FIR濾波器的抽頭系數(shù)配置入口;data_dw_thr_v_out為DDC輸出使能，同時也是基帶處理的使能信號;data_dw_thr_out則為DDC處理之后的信號。完成數(shù)字下變頻設(shè)計后，進行Modelsim功能和時序仿真，并將每一級輸出結(jié)果以文本形式保存，并用MATLAB繪制頻譜。

圖6 數(shù)字下變頻模塊RTL視圖Fig.6 RTL view of DDC module

圖7 為數(shù)字下變頻的功能仿真時序圖，data_ad_i、data_ad_q 分別為 I、Q 兩路數(shù)據(jù)，data_dw_cic_out、data_dw_sed_out、data_dw_thr_out依次為 CIC、HBF和FIR輸出，可以看到每一行輸出都晚于上一行信號的輸出。由于經(jīng)濾波抽取處理，采樣點逐級降低，但整體信號時域特性相似，將每一級數(shù)據(jù)保存為文本繪制頻譜。

圖7 TD－LTE的Modelsim仿真圖Fig.7 Modelsim simulation diagram of TD－LTE

圖8 為TD－LTE中頻數(shù)據(jù)頻譜，作為DDC的數(shù)據(jù)輸入。圖9為TD－LTE系統(tǒng)數(shù)字下變頻頻譜，其中，(a)為經(jīng)NCO混頻后輸出信號;(b)為經(jīng)CIC濾波2倍抽取后的信號頻譜;(c)為半并行HBF濾波抽取后的信號頻譜，最后經(jīng)FIR濾波后的頻譜如(d)所示。可見，信號信噪比較高，帶外衰減達120 dB，驗證了系統(tǒng)的高效性和可行性。

圖8 TD－LTE中頻頻譜Fig.8 TD－LTE intermediate frequency spectrum

圖9 數(shù)字下變頻過程頻譜Fig.9 Spectrums in DDC process

4.3 硬件測試

經(jīng)Modelsim仿真驗證后，將代碼移植到FPGA芯片，通過上位機選擇模式配置參數(shù)，接收對應(yīng)模式數(shù)據(jù)進行處理。本系統(tǒng)采用ETTUS射頻板，自主設(shè)計的中頻板以及友晶科技TR4開發(fā)板作為硬件平臺進行實驗驗證，如圖10所示。

圖10 數(shù)字下變頻系統(tǒng)硬件平臺Fig.10 Hardware platform of DDC

上位機軟件選擇要接收的模式并配置參數(shù)，上電加載后，信號由射頻板天線接收下來，經(jīng)三級放大后，由混頻電路混頻至中頻;再經(jīng)AD采樣送至FPGA進行數(shù)字下變頻處理;最后將處理后的數(shù)據(jù)輸出以文本保存，在Matlab中進行同步驗證。通過QUARTUSⅡ的在線邏輯分析儀，監(jiān)視FPGA輸入和輸出管腳的狀態(tài)，如圖11所示，即為TD－LTE數(shù)據(jù)管腳的實時狀態(tài)。

圖11 DDC各級數(shù)據(jù)輸出狀態(tài)圖Fig.11 All leves of state diagram of output data in DDC

上電后，射頻端接收相應(yīng)制式的信號并進行AD采樣，送給DDC處理，將處理結(jié)果導出，在Matlab中進行同步檢測，驗證數(shù)據(jù)的有效性。通過上位機選擇了WCDMA和TD－LTE模式進行多模驗證。

圖12為LTE系統(tǒng)下行同步PSS捕獲仿真圖，對LTE系統(tǒng)一幀數(shù)據(jù)(307 200個樣點)進行仿真，其中PSS在一幀中發(fā)送兩次。從圖中可以看到，在PSS處有明顯的相關(guān)峰值，在峰值處捕獲到PSS，進而完成下行同步后續(xù)步驟，包括時間同步、頻偏估計，驗證了經(jīng)過數(shù)字下變頻處理以后的數(shù)據(jù)是有效的。

圖12 LTE系統(tǒng)下行同步PSS捕獲Fig.12 Downlink synchronization capture for PSS on LTE system

圖13 為WCDMA系統(tǒng)下行幀同步仿真圖，對WCDMA系統(tǒng)實際數(shù)據(jù)(768 000個樣點)進行仿真。從圖中可以看出，信號與輔助同步信道以及主擾碼有非常明顯的相關(guān)峰值，在峰值處捕獲到幀同步的位置，進而完成下行同步后續(xù)步驟，驗證了經(jīng)過本系統(tǒng)的數(shù)字下變頻處理后的數(shù)據(jù)是有效的。

圖13 WCDMA系統(tǒng)下行幀同步Fig.13 Downlink frame synchronization on WCDMA system

5 結(jié)束語

針對目前多種通信模式共存所帶來的系統(tǒng)兼容性問題，而以往研究中同一系統(tǒng)只能完成單一制式處理，于是對傳統(tǒng)的數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)進行了優(yōu)化改進，使其能夠?qū)崿F(xiàn)兼容多種模式下的數(shù)字下變頻處理。實驗結(jié)果表明，經(jīng)過改進的數(shù)字下變頻能夠有效滿足TD－LTE和WCDMA模式下的數(shù)字下變頻要求，且無需構(gòu)架不同模式平臺，從而節(jié)約了資源，縮短了開發(fā)周期，并具有較高的實用性和通用性。針對GSM、IS95、CDMA2000以及TD－SCDMA等制式，本系統(tǒng)均可以進行處理，對未來4G、3G和2G的共存提供了平臺。

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