電動汽車非接觸充電器中移相變頻控制策略的研究

馬 婷 ，葉 軍 ，秦海鴻

(1.江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江蘇 南京210016；2.上海航聯(lián)電子科技有限公司，上海201802)

引言

非接觸松耦合感應(yīng)電能傳輸技術(shù)（Loosely Coupled Inductive Power Transfer，簡稱 LCIPT）解決了傳統(tǒng)導(dǎo)線、插頭直接接觸供電的缺陷，是一種安全、有效的非接觸式電能傳輸方式。將LCIPT技術(shù)應(yīng)用到電動汽車的充電領(lǐng)域，將極大的促進(jìn)電動交通工具的發(fā)展和普及。

但非接觸感應(yīng)充電采用的松耦合變壓器，其氣隙較大，耦合系數(shù)較低，漏感比較大，影響了系統(tǒng)傳輸功率，增加了功率器件定額要求[1-3]。為此需要對系統(tǒng)原副邊漏感進(jìn)行適當(dāng)補(bǔ)償[4]，但補(bǔ)償電容的引入會使得功率電路成為高階系統(tǒng)，給系統(tǒng)控制和穩(wěn)定性帶來挑戰(zhàn)。

目前針對松耦 合充電器高階系統(tǒng)所采用的控制策略主要有變頻PFM控制和恒頻PWM控制[5-6]。變頻PFM控制通過調(diào)節(jié)變換器的工作頻率保證輸出電壓恒定。為了避免多諧振點(diǎn)帶來的穩(wěn)定性問題，要求變換器工作在電壓增益-頻率單調(diào)區(qū)間。但是這種控制策略有以下幾點(diǎn)不足：不能使變換器工作在理想工作點(diǎn)，當(dāng)考慮氣隙變化導(dǎo)致系統(tǒng)參數(shù)變化時，必須使變換器工作在相對高頻區(qū)以滿足所有不同耦合系數(shù)時可靠控制，輸出電壓傳輸比很低；變換器要在很寬的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)節(jié)；由于變換器無法實(shí)現(xiàn)電壓電流零相角，而是工作在感性區(qū)很強(qiáng)的高頻區(qū)，環(huán)流損耗很大，效率低。恒頻PWM控制通過在副邊諧振頻率點(diǎn)附近選擇合適的工作頻率，利用諧振效應(yīng)，從而顯著減少原邊電流。但這種控制方法不適應(yīng)變參數(shù)場合，存在輸出電壓傳輸比變化明顯，原邊環(huán)流較大的不足。本文針對松耦合感應(yīng)充電的特點(diǎn)，結(jié)合前期對以上兩種控制策略的研究，提出一種新穎移相變頻控制策略。一方面利用頻率跟蹤技術(shù)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最優(yōu)頻率的跟蹤，另一方面，系統(tǒng)工作在最優(yōu)頻率的前提下，采用移相控制策略實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定輸出。首先對該方案進(jìn)行了仿真分析，然后基于分析研制了一臺1 kW原理樣機(jī)，對文中所提控制策略進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 非接觸感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)

非接觸感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)的原理框圖如圖1所示，松耦合變壓器把LCIPT系統(tǒng)分為發(fā)送端（原邊側(cè)）和接收端（副邊側(cè)）兩大部分。發(fā)送端包括整流濾波功率因數(shù)校正模塊、高頻逆變模塊、原邊補(bǔ)償電路、松耦合變壓器一次側(cè)，接收端包括松耦合變壓器二次側(cè)、副邊補(bǔ)償電路、功率調(diào)節(jié)模塊和車載電池。

圖1 非接觸感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)基本框圖

圖2 串串補(bǔ)償方式全橋電路

LCIPT系統(tǒng)的基本工作原理如下：工頻交流電源在整流濾波獲得直流電之后通過高頻逆變器進(jìn)行逆變，逆變所產(chǎn)生的高頻交變電流注入一次側(cè)原邊線圈，一次側(cè)原邊線圈中的高頻交變電流產(chǎn)生的磁鏈φ與二次側(cè)副邊線圈交鏈，從而產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，該感應(yīng)電動勢通過副邊補(bǔ)償電路和功率調(diào)節(jié)單元變換后給車載電池充電[7]。

作為LCIPT系統(tǒng)特殊部件的可分離變壓器，因原副邊存在較大氣隙，漏感與磁化電感相比處于同等數(shù)量級，較大的漏感串聯(lián)在功率回路中，會降低原副邊電壓傳輸比和傳輸功率，影響系統(tǒng)的效率，也會增加功率器件的定額。為解決較大漏感帶來的問題，必須對其進(jìn)行有效補(bǔ)償。常用的補(bǔ)償電路是在原邊和/或副邊串聯(lián)或并聯(lián)電容。根據(jù)電容接入方式的不同，可形成4種補(bǔ)償電路，即SS拓?fù)?原邊串聯(lián)、副邊串聯(lián)補(bǔ)償方式；SP拓?fù)?原邊串聯(lián)、副邊并聯(lián)補(bǔ)償方式；PP拓?fù)?副邊串聯(lián)、副邊并聯(lián)補(bǔ)償方式；PS拓?fù)?原邊并聯(lián)、副邊串聯(lián)補(bǔ)償方式。若需用串并組合的方式，可進(jìn)一步獲得各種補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。文中依據(jù)功率等級、輸入電壓、輸出電壓的要求，選擇采用基于全橋電路的SS-串串補(bǔ)償方式，其功率拓?fù)淙鐖D2所示。

2 移相變頻控制策略

對原副邊分別列寫KVL方程，可得直流輸出與直流輸入電壓增益為

應(yīng)用Matlab軟件進(jìn)行數(shù)學(xué)模型仿真。由圖3知，當(dāng)松耦合變壓器耦合系數(shù)或者負(fù)載發(fā)生改變時，會發(fā)生諧振點(diǎn)頻率從一個變?yōu)槎鄠€（如三個）的情況，這是一種典型的頻率分叉現(xiàn)象，其原因是補(bǔ)償電容與變壓器漏感形成高階系統(tǒng)，使得零相角頻率存在多個解。頻率分叉導(dǎo)致系統(tǒng)控制的復(fù)雜性[8-11]，而傳統(tǒng)的變頻PFM控制和恒頻PWM控制均存在某一方面的弊端。

若系統(tǒng)的電磁參數(shù)相對穩(wěn)定，諧振頻率變化比較穩(wěn)定，如圖4所示，可在系統(tǒng)高諧振點(diǎn)附近選擇合適的工作頻率，即系統(tǒng)工作在恒定頻率處，再通過控制移相角的方式實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定輸出。

當(dāng)電磁參數(shù)變化時，系統(tǒng)最優(yōu)頻率是不同的，如圖5所示，在氣隙從4 mm變化到6 mm時，最優(yōu)頻率值從41 kHz變成38 kHz，氣隙范圍變化增大時，最優(yōu)頻率值也會有較大變化，如采用恒頻移相則容易丟失軟開關(guān)條件，影響變換效率。

為了兼顧松耦合充電系統(tǒng)的高效性和可靠性，文中提出移相變頻控制策略。一方面利用頻率跟蹤技術(shù)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最優(yōu)頻率的跟蹤，當(dāng)原副邊距離變化等因素引起耦合系數(shù)發(fā)生改變，諧振頻率會隨之改變，采用頻率跟蹤技術(shù)，可使原副邊同諧，達(dá)到功率傳輸?shù)淖畲蠡?。另一方面，在系統(tǒng)工作在最優(yōu)頻率的前提下，采用移相控制策略可在輸入電壓和負(fù)載變化時調(diào)節(jié)輸出電壓，使之穩(wěn)定。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 主要技術(shù)指標(biāo)與實(shí)驗(yàn)平臺

非接觸式充電器主要技術(shù)指標(biāo)為：輸入DC100V；輸出 DC48V；輸出功率：1 kW；氣隙：4 mm。

考慮到目前1 kW樣機(jī)作為原理驗(yàn)證的過渡研究，后期研究功率等級的增加擴(kuò)容，選擇了全橋電路作為主功率拓?fù)洹Ｑa(bǔ)償拓?fù)洳捎肧S-原副邊串聯(lián)補(bǔ)償。系統(tǒng)的總體設(shè)計框圖如圖6所示，采樣模塊采集輸入電壓Uin、原邊中點(diǎn)電壓Up、原邊電流ip、輸出電壓Uo和輸出電流io。根據(jù)采樣信號，驅(qū)動與保護(hù)模塊一方面實(shí)現(xiàn)功率電路的保護(hù)；另一方面輸出主功率電路功率器件的驅(qū)動信號。通訊模塊通過SCI接口與上位機(jī)進(jìn)行通訊。圖7是非接觸式充電器數(shù)字控制平臺的樣機(jī)照片，主要由三個部分組成：一是DSP控制器；二是主功率電路；三是松耦合變壓器。主功率電路又包括原邊全橋高頻逆變變換器、副邊全波整流變換器和原副邊串聯(lián)補(bǔ)償電容。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

（1）開環(huán)電壓增益及效率曲線

為了更好的研究系統(tǒng)的工作特性，以4 mm氣隙、Uin=50 V，不同負(fù)載、不同開關(guān)頻率下輸出電壓、效率數(shù)據(jù)形成曲線，如圖8、圖9所示。

圖8 不同負(fù)載、不同開關(guān)頻率下輸出電壓增益曲線

圖9 不同負(fù)載、不同開關(guān)頻率下效率曲線

由圖8可知，在圖示實(shí)驗(yàn)負(fù)載電阻的情況下，系統(tǒng)存在兩個諧振點(diǎn)，會發(fā)生頻率分叉現(xiàn)象，與仿真曲線基本一致。進(jìn)一步分析可知，在低諧振頻率附近，曲線變化非常陡峭，從控制的角度講不容易控制。在高諧振頻率附近，曲線變化相對平緩，控制相對容易。

由圖9可知，存在兩個效率峰值，但有區(qū)別的是，效率峰值所對應(yīng)的開關(guān)頻率相對電壓增益峰值對應(yīng)的頻率值稍有增加。這是因?yàn)椋瑢τ谌珮螂娐穪碚f，當(dāng)開關(guān)頻率略大于諧振頻率，系統(tǒng)阻抗特性呈現(xiàn)感性，更容易實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)。進(jìn)一步分析可以看到，高開關(guān)頻率對應(yīng)峰值點(diǎn)的效率沒有低開關(guān)頻率對應(yīng)的峰值效率高，這是因?yàn)?，在兩個開關(guān)頻率處，系統(tǒng)的總阻抗角都為零，但系統(tǒng)的原副邊阻抗角并不都為零，同樣存在無功功率，只不過原副邊的無功功率正好抵消，無功功率的增大在實(shí)際中由于寄生參數(shù)會造成一定的功率損耗。

（2） 變頻控制

系統(tǒng)高諧振點(diǎn)頻率約為38 kHz，設(shè)定系統(tǒng)開關(guān)頻率最低為38 kHz。圖10所示，R=10 Ω時系統(tǒng)效率為77%，比較低。

（3） 恒頻控制

圖11所示，隨著負(fù)載的加重，系統(tǒng)移相角就越小，也即系統(tǒng)等效占空比越大，這是因?yàn)樨?fù)載越重，輸出電壓增益越低，為了實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，則要求系統(tǒng)驅(qū)動信號等效占空比越大。R=10 Ω,系統(tǒng)效率是84%。

（4）移相變頻控制策略

系統(tǒng)在不同負(fù)載下工作在不同頻率，如圖12所示，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，工作頻率都高于固定優(yōu)化頻率，系統(tǒng)整體呈現(xiàn)一定的感性。

4 結(jié)論

文中針對電動汽車非接觸充電器，對移相變頻策略進(jìn)行了研究。經(jīng)分析和實(shí)驗(yàn)可得：在變氣隙、變負(fù)載參數(shù)的情況下，都實(shí)現(xiàn)了最優(yōu)頻率跟蹤，原邊電流滯后原邊中點(diǎn)電壓，實(shí)現(xiàn)了原邊開關(guān)的ZVS軟開關(guān)。

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