數(shù)字式多相電流吸收負載研究

王樹人，蔣 偉，莫岳平

(揚州大學能源與動力工程學院，江蘇 揚州225127)

引言

隨著能源技術的發(fā)展，各類新型發(fā)電與儲能裝置應運而生，并逐漸獲得廣泛應用；同時，電子信息與工業(yè)控制領域也不斷涌現(xiàn)出諸多新的電子產品。由于采用了新技術與新工藝，這些裝置與產品常對電源供應有一些特殊限制；這就對其供電電源與功率調節(jié)器的設計提出了更高的要求。

能耗式電子負載可以用來模擬真實的用電設備；通過控制開關器件的導通量，實現(xiàn)對負載電流、電壓、功率的控制。所以電子負載在電源變換器的輸出動/靜態(tài)性能測試、未知供電系統(tǒng)或裝置的特性識別方面都有非常重要的意義。

目前在實際應用領域，電子負載的控制仍以模擬實現(xiàn)為主，數(shù)字式產品占有率較低。而模擬控制系統(tǒng)適應性較差，不能滿足對電源的復雜測試要求。數(shù)字型電子負載則具有穩(wěn)定性強，特性易于控制等優(yōu)點，可以自動地調節(jié)負載特性、切換負載模式，以滿足不同輸出特性的測試要求。但是數(shù)字式電子負載也有較大改進空間：數(shù)字控制器的主頻限制了系統(tǒng)的開關頻率與采樣率，這在根本上限制了系統(tǒng)的控制帶寬；另外由于多數(shù)系統(tǒng)使用了數(shù)字PWM控制技術，也導致系統(tǒng)電壓電流紋波較大[1-6]。有關研究者提出了模擬與開關式混合的電子負載結構，提高了電子負載的暫態(tài)響應，也有研究者提出了用數(shù)模轉換的方式驅動MOSFET，但這些解決方案在系統(tǒng)成本或穩(wěn)定性方面都有其局限性。

本文設計的數(shù)字式電流吸收負載采取了以寬安全工作區(qū)的線性MOSFET作為能耗元件，以數(shù)字控制回路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的模擬回路的方案。調制模式采用高頻高精度多相交錯PWM的方案進行主動式電流紋波抑制，克服了數(shù)字電力電子系統(tǒng)中的固有問題。采用16位數(shù)字信號控制器（DSC）實現(xiàn)閉環(huán)電流控制，滿足了系統(tǒng)快速性和穩(wěn)定性的要求。

1 系統(tǒng)原理與設計

1.1 系統(tǒng)結構

如圖1所示，數(shù)字式電流吸收負載系統(tǒng)主要由功率MOSFET負載電路、電流檢測電路、控制器模塊、功率MOSFET驅動電路四部分組成?？刂葡到y(tǒng)采集功率器件的電流與參考值進行比較，將誤差進行放大并生成新的驅動信號VGS；控制系統(tǒng)將MOSFET的穩(wěn)態(tài)工作點保持在飽和區(qū)，從被測系統(tǒng)中吸收恒定的或按規(guī)律變化的電流。

1.2 功率MOSFET及其驅動電路設計

功率半導體器件優(yōu)點在于調節(jié)精度高和速度快，而且通過改變控制方法，不僅可以模擬實際的負載情況，還可以模擬一些特定負載波形曲線，測試電源的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)特性。

本設計選用IXYS公司的一款具有較寬正偏安全工作區(qū) （FBSOA）的線性功率 MOSFET產品IXTH80N20L作為負載器件。IXTH80N20L可耐壓200 V，ID在 25℃時（ID25）最大為 80 A。 設計過程中通過對器件電壓電流的檢測與上限值的控制，保證其始終處于FBSOA之內，以達到保護器件的目的。

由于MOSFET具有正溫度系數(shù)，本設計中負載電路由四路并聯(lián)的MOSFET組成，四路MOSFET門極分別與各自的驅動電路相連，研究中提出的多路分流方法可以增加系統(tǒng)的可靠性。

圖2為驅動電路圖，對應一路PWM輸入信號。驅動器采用晶體三級管實現(xiàn)PWM信號放大功能，三極管的開關速度符合設計要求的快速性。驅動電路的輸入為四路200 kHz TTL電平的PWM信號，輸出為峰值為12 V的PWM波；每路輸出經(jīng)過RC濾波器得到一定紋波的直流電壓信號用于驅動MOSFET。綜合考慮RC濾波器引入的相角跌落與VGS的紋波，將RC濾波器的截止頻率選在16 kHz，即略小于開關頻率的10倍頻程。

圖2 單路PWM驅動原理圖

1.3 電流采樣電路設計

系統(tǒng)工作時，主電路的大電流檢測采用閉環(huán)霍爾電流傳感器，這種方法的測量精度相對較高，穩(wěn)定性好。本設計采用的電流傳感器輸出為電壓值，輸出電壓與采樣電流的關系為：

由于穩(wěn)態(tài)負載電流紋波不大，所以輸出的電壓信號使用截止頻率約16 kHz的低通RC濾波電路濾波，再送至控制器供A/D模塊采樣。

1.4 控制系統(tǒng)分析

電流吸收負載系統(tǒng)的功率級為四路交錯控制的MOSFET，可取一路進行控制系統(tǒng)分析[7]。圖3為單路控制系統(tǒng)框圖，其中濾波環(huán)節(jié)均為一階無源RC濾波器；電流傳感器的小信號增益為式(1)中函數(shù)斜率；K可以在MOSFET飽和區(qū)的輸出特性得到；PI為比例積分控制器。

圖4為系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)波特圖，由圖可知，經(jīng)過補償?shù)目刂苹芈反┰筋l率為10 kHz，相位裕量為70°，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性與相應速度的要求。

2 數(shù)字控制實現(xiàn)

本設計選擇了Microchip公司的數(shù)字信號控制器 （dsPIC33FJ64GS606）；芯片最高內核頻率為40 MHz，帶有豐富的PWM外設以及可同步觸發(fā)的10位A/D轉換器。

2.1 四相交錯PWM與A/D設置

設置通過配置周期寄存器使PWM輸出頻率為200 kHz，初始占空比為50%，通過phase寄存器設置相對相位相差為90°；則四相PWM波初始狀態(tài)如圖5所示。ADC觸發(fā)同步于PWM，采樣頻率設為40 kHz，即每5個PWM周期觸發(fā)一次AD采樣。

2.2 程序設計

程序整體分成主程序與中斷子程序兩部分，主程序主要對系統(tǒng)進行振蕩器配置、PID參數(shù)的初始化、PWM初始化、ADC初始化。在主程序中，設置系統(tǒng)時鐘頻率（Fosc）為 60 MHz，時鐘輸出（Fcy）為 30 MHz；由于高速ADC模塊和PWM模塊使用附屬時鐘作為時鐘源，所以要配置附屬時鐘為120 MHz；流程圖如圖6所示。

當ADC中斷標志位置位，程序進入中斷服務子程序。中斷程序提取AD的采樣值，進行PID運算，最后同時更新四路PWM的占空比。需要注意的是，PID程序中需要根據(jù)驅動電路供電電壓而設置限幅值[8]，將濾波后的門極電壓限制在約0～5 V的范圍內，使MOSFET工作于飽和區(qū)；流程圖如圖7所示。

3 實驗結果與分析

系統(tǒng)測試包括驅動電路性能測試、恒流模式穩(wěn)態(tài)測試、動態(tài)測試以及脈沖電流負載測試。驅動電路的性能是系統(tǒng)實現(xiàn)閉環(huán)實時控制的重要保證。如圖8中所示，通道CH1、CH2、CH4的波形對應于圖2中所示的測試點A、B、C。測試結果表明驅動電路可以對200 kHz的PWM信號進行有效放大。圖9為四路PWM濾波后加在門極的電壓，波形表明四路PWM的相位關系。

恒流吸收負載模式下，只要負載端電壓在FBSOA的設定范圍之內，負載電流將始終保持恒定。實驗中，輸入電壓范圍為2～12 V，電流設定值為3 A。圖10所示當輸入電壓為9 V時，負載電流平均值保持在3 A。由圖10中波形可知，對于測試用穩(wěn)壓直流電源RXN-3010D-II，由于受到電子負載穩(wěn)態(tài)電流紋波的影響，輸出電壓波形會出現(xiàn)同頻率的紋波。

圖11為恒流電流吸收負載模式下的動態(tài)測試。通道CH1代表被測電源輸出電壓，通道CH2代表受控負載電流波形。如圖所示，如改變負載端電壓，系統(tǒng)響應的電流波形的平均值保持不變，且響應時間短，符合系統(tǒng)設計要求。但也看到，當輸入電壓較小時，電源輸出電壓波形和主電路電流波形的紋波相對較小。當輸入電壓變大時，由于VGS是PWM濾波后所得，所以其紋波的存在會影響器件導電溝道的等效阻抗，故負載電壓增大時負載電流的紋波也會變大，但是平均值受閉環(huán)回路控制，故無影響。

在控制器中設置電流設定值在4 A和8 A之間循環(huán)跳躍，觀察電源對脈沖電流的響應情況。如圖12所示。通道CH1是被測電源電壓，通道CH2是負載電流波形。據(jù)電流波形可知，負載電流可跟隨變化的指令，且響應時間與超調量均符合系統(tǒng)設計的暫態(tài)要求。此外，由圖12中電壓波形（CH1）可知，當外部需求的電流發(fā)生改變，被測恒壓源輸出電壓的暫態(tài)值和脈沖周期內的平均值也會發(fā)生一定的改變。由此可知此穩(wěn)壓電源無法很好的響應快速變化的負載。

4 結論

本論文設計了基于數(shù)字控制的多相電流吸收負載，通過控制該負載中線性功率MOSFET的輸出阻抗（導通量），實現(xiàn)了對負載電流的可靠控制；基于反饋控制理論設計的閉環(huán)控制系統(tǒng)實現(xiàn)了電流吸收負載特性，同時也提高了控制精度；用高頻PWM控制代替D/A轉換控制，不僅可以實現(xiàn)控制要求，而且降低了設計成本。實驗測試表明，該電流吸收負載具有較好的穩(wěn)態(tài)、動態(tài)特性，可用于未來數(shù)字化的電源測試設備。

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