一種四相交錯并聯(lián)Boost DC/DC變換器的設計

李江達，何 穎，楊 兵，謝文群，楊 芳

（中國電子科技集團公司第58研究所，江蘇 無錫 214035）

1 前言

隨著新能源的廣泛推廣，燃料電池、通信電源及分布式電源等清潔能源大都具有低電壓輸入、大功率輸出的特性，其升壓變換器成了不可或缺的關鍵部件。它們主要由前級高頻整流器、中間級電池組和后級DC/DC變換器組成。DC/DC變換器的輸入部分通常采用大功率Boost變換器，以將前級與中間級的直流電壓提升至一定的幅度，從而更方便地形成負載所需的各種電壓。傳統(tǒng)的Boost變換器需要使用大而笨重的主電感，這是變換器最重的一個器件，在電路板上不易安裝，并增大了變換器的體積，造成電路板的機械負荷增大，在一定程度上也降低了工作的可靠性。為了克服上述弱點，本文將多相交錯并聯(lián)技術用于電流連續(xù)模式Boost DC/DC變換器中，以減小電流紋波、改進工作效率等為目的，從多方面說明了這種拓撲在工業(yè)實踐中具有的先進性和實用性。

2 大功率Boost變換器的拓撲結構優(yōu)勢

在電力電子幾大基本拓撲結構中，能夠?qū)崿F(xiàn)升壓的變換器主要有Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic等，這些變換器的輸入輸出都是不隔離的。還有一些電氣隔離的基本拓撲主要有反激、正激、半橋和全橋變換器等。一般來說，非隔離型拓撲的效率都要優(yōu)于隔離型拓撲，而隔離型拓撲可以獲得比非隔離型拓撲更高的升壓比。在非隔離的這些基本拓撲中，Boost變換器具有以下幾個優(yōu)點：（1）Boost變換器所使用的元器件相對比較少，成本較低；（2）只需要一個功率管就可以實現(xiàn)電路功能，控制簡單；（3）開關管的驅(qū)動電路與功率電路共地，驅(qū)動電路設計簡單；（4）輸入端由于電感的存在，輸入電流紋波比較小，這對于蓄電池等電流源供電的場合具有重要意義，因為大的輸入電流紋波會造成蓄電池的額外損耗和發(fā)熱，減少蓄電池的壽命。

由于Boost變換器[1]具有以上這些優(yōu)點，本文中的設計實例（Vin=24 V、Po=2 000 W、Vo=52 V）低壓輸入大功率輸出電源模塊設計就采用該拓撲，如圖1。

圖1 Boost變換器原理圖

3 關鍵創(chuàng)新技術

3.1 同步整流技術

在實例要求中明確提出電源的最大輸出電流為38 A，這意味著Boost變換器的輸出整流部分要承受比較大的平均電流。常規(guī)的Boost變換器采用二極管充當輸出整流設備，一般的快恢復二極管正向?qū)▔航翟?.2～1.5 V之間，耗散在這些二極管上的導通損耗最大就會有57 W（38 A×1.5 V），這是一個巨大的數(shù)字，所帶來的后果不僅僅是電源效率的下降，還有散熱器尺寸、電源可靠性等實際問題。如果采用多個二極管并聯(lián)，可以減少每一個二極管的耗散功率，但是不能降低總的耗散功率。肖特基二極管的正向?qū)▔航递^快恢復二極管要小，但是一般也在0.6～0.8 V之間（40 A等級的肖特基二極管大多導通壓降在0.8 V左右），二極管上的耗散功率也有30.4 W，同樣不可忽視。

利用同步整流技術，將整流部分的二極管替換成功率MOSFET，功率MOSFET屬于電壓控制型器件，它在導通時的伏安特性呈線性關系，其導通阻抗可以認為不變。例如，以功率MOS管IRFS4321為例，其導通阻抗最大為15 mΩ，那么電流流過此功率MOSFET溝道時產(chǎn)生的導通損耗僅為21.66 W（42×42×0.015），仍然要比肖特基二極管的損耗小6 W。

3.2 交錯并聯(lián)技術[2]

上面的分析我們看到，即使采用同步整流技術，功率器件的損耗依然很嚴重。由于輸出電流過大，同步整流技術不能完全體現(xiàn)出其優(yōu)勢來。如果能夠降低流過功率器件的電流，就可以相應減少功率器件的損耗，因此我們很容易就想到了利用多路變換器并聯(lián)技術，將電流平均分為幾份流過每一路電路。例如，如果采用4路并聯(lián)，那么每一路流過的平均電流就是9.5 A，對于二極管整流來說，導通損耗和采用單路的情況相當（9.5×0.8×4=30.4 W），但是對于同步整流來說，情況就大大不一樣了，此時導通損耗就變?yōu)?.5×9.5×0.015×4=5.415 W，比單路的情況少了近25 W損耗。

Boost變換器在功率管導通時，負載是靠輸出電容供電的。在功率關斷后，電感電流就會給輸出電容充電。因此，Boost變換器的輸出電容會承受比較大的紋波電流。輸出電容一般選用鋁電解電容，由于單個鋁電解電容能夠承受紋波電流的能力有限，要承受本設計要求中的紋波電流可能需要十幾個鋁電解電容并聯(lián)，這無疑大大增加了電路的體積和重量，而且這么多的鋁電解電容并聯(lián)的效果也并不理想。如果僅僅采用多路并聯(lián)技術，并不能改變輸出電容的充放電時間，輸出電容仍然要承受較大的電流紋波。

采用交錯并聯(lián)技術，將每一路的驅(qū)動錯開360/N度，可以有效減少輸出電容的充放電時間，從而減少輸出電容的紋波電流。相關研究表明，采用交錯并聯(lián)技術的變換器，其輸出電流紋波可以大幅度減少[3]，甚至在某些工作點可以實現(xiàn)零紋波，從而大大減輕了輸出電容的壓力。在實例中，輸入電流最大達到了111 A（Vin_min=18 V），雖然輸入端有電感存在，輸入電流紋波系數(shù)比較小，但是這么大的平均電流產(chǎn)生的電流紋波依然不容小視。前面提到，大的輸入電流紋波會給蓄電池帶來損耗和熱量，減少蓄電池的壽命，而利用交錯并聯(lián)技術，同樣可以大幅減少輸入電流紋波，有利于提高系統(tǒng)的可靠性。實例中采用4路同步整流Boost交錯并聯(lián)拓撲，如圖2所示。

圖2 4路交錯并聯(lián)同步整流Boost變換器

3.3 雙環(huán)控制技術

Boost變換器由于存在右半平面零點，容易造成環(huán)路不穩(wěn)定，采用電壓外環(huán)加電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制，可以提高電路的穩(wěn)定性能和動態(tài)響應。本設計采用一個電壓外環(huán)控制輸出電壓，電壓外環(huán)的輸出分別作為4路Boost變換器電流內(nèi)環(huán)的參考，4個電流內(nèi)環(huán)共用一個基準，保證了4路Boost變換器的均流。

圖3 變換器控制示意圖

4 工程計算

4.1 主電感設計

由于交錯并聯(lián)的四路主電路完全對稱，因而每一相的主電感均相同，以下僅選擇其中一相作為例子。

變換器的最大占空比 ：

單相最大平均輸入電流：

電感計算值：

其中，KL為電感紋波系數(shù)，本設計中采用的四項交錯并聯(lián)結構，取最大輸入電流的1/4。通過計算及驗證可得：

Dmax=0.654

Iin=27.8 A

Lmin=14.1 μH（在實際工作中取L=15 μH）

4.2 磁芯選擇及電感制作

電感峰值電流：

電感紋波電流：

電感電流有效值：

設100 ℃時鐵氧體的飽和磁密為0.39 T，最大工作磁密為Bmax=3 100 Gs，最大磁通擺幅：

取電流密度j=5 A/mm2；電感系數(shù)Ku=0.4，計算得AP=2.66 cm4。

通過查找選取東磁DMR40材質(zhì)磁芯滿足要求：

匝數(shù)：

得N=8.966匝，取整N=9匝。

銅皮厚度H≤2Δ，取厚度為0.3 mm的紫銅。

4.3 功率開關管的選用及主要損耗計算

選擇功率IR公司的IRFB4310作為功率開關管：Ron=4.8 mΩ，tr=60 ns，tf=57 ns，Coss= 490 pF。

流過開關功率MOS1～MOS4的電流有效值為：

四路開關MOS管的總損耗：

得：Pmos_total=26.7 W

流過開關功率SR1～SR4的電流有效值為：

同理可以計算整流管SR1～SR4的總損耗PSR_total=21.6 W。

5 實驗結果

筆者通過對以上設計數(shù)據(jù)進行優(yōu)化和微調(diào)，研制出符合設計要求的樣機（如圖4），測試數(shù)據(jù)如表1。

表1 考核條件下，模塊效率測試

圖4 樣機

從以上測試數(shù)據(jù)可知，產(chǎn)品的研制性能基本達到了理論預計，這不僅說明本文提出的理論在實際中的有效性，而且為今后進一步研制更大功率密度的DC/DC變換器打下了必要的基礎。

[1]張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2006.

[2]許化民，龔春英，嚴仰光.交錯并聯(lián)結構的雙管正激DC/DC變換器[J].電力電子技術，1999.

[3]吳松榮，許建平，郭世明.開關電源交錯拓撲輸出電流紋波數(shù)學分析[Z].