基于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的信道鏈路標校方法

易卿武，宋海濤

（中國電子科技集團公司 第五十四研究所，河北 石家莊 050081）

在衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中，為了產(chǎn)生和維持精密的系統(tǒng)時間，需要對系統(tǒng)收發(fā)鏈路的傳輸時延零值進行精確的標定，以減小系統(tǒng)誤差，提高定位精度。目前鏈路傳輸時延零值標校方法基本可分為兩類，分別是基準差分法和絕對標校法。

基準差分法是將被標校設(shè)備的測量值與基準設(shè)備測量值進行差分，二者的差值視為被標校設(shè)備的零值變化量，缺點是基準設(shè)備的零值穩(wěn)定性難以維持，零值的漂移會在標校值中引入偏差。絕對標校法是采用基于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀或高速示波器的絕對時延標校方法。

基于高速示波器的時延測量原理是將待測設(shè)備的輸入測距信號和輸出測距信號分別采集并進行處理，得到的時延值做差。缺點是對于頻率過高的射頻信號，高速示波器無法采集，測量頻段范圍有限?；谑噶烤W(wǎng)絡(luò)分析儀的時延測量方法有調(diào)制信號法、背靠背法、矢量混頻器和梳狀波發(fā)生器法（SMC＋PHASE）。本文將重點討論梳狀波發(fā)生器法。

1 基于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量方法

1.1 調(diào)制信號法測量

調(diào)制信號法（包含使用雙音法）是最早的時延測量方法之一，測量原理如圖1所示。如被測設(shè)備為上行信道鏈路，將調(diào)制信號分為兩路，分別接入矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的SRC1和SRC2端口，其中一路直接進行信號解調(diào)，另一路調(diào)制信號輸出至被測上行信道，被測設(shè)備將調(diào)制信號上變頻之后再進行信號解調(diào)，利用鑒相器測量兩路解調(diào)信號之間的相位差，從而解算出時延差。兩路信號時延差為引入的被測上行信道的時延值。

圖1 調(diào)制信號法測量原理圖

調(diào)制信號法要求矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀內(nèi)部的檢波器響應(yīng)是寬帶的，而且響應(yīng)極為平坦，核心是需要對檢測出來的兩路信號相位差進行處理。缺點是容易受到噪聲和被測器件非線性的干擾，從而影響測量精度，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀需要寬帶檢波技術(shù)，其靈敏度較差。根據(jù)實際測量分析，調(diào)制信號法測量精度的典型值只有10ns左右。

1.2 背靠背法測量

圖2 背靠背法測量原理圖

矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀背靠背法測量原理圖如圖2所示。以被測設(shè)備為下行信道為例，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量頻率設(shè)置為被測件的射頻輸入頻率。先在矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的2個端口間接入2只同型號且互易的寬帶混頻器?；祛l器1將矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀端口1的射頻信號轉(zhuǎn)換為中頻，中頻信號經(jīng)過中頻濾波器輸入混頻器2，混頻器2則將中頻信號上變頻回射頻信號送到網(wǎng)絡(luò)分析儀的端口2。先對矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進行直通校準，校準完后，去掉混頻器1，接入被測件，此時即可得到被測設(shè)備的時延特性。

背靠背測量法的優(yōu)點在于對矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀沒有特殊的要求，該網(wǎng)絡(luò)分析儀校準和測量時2個端口都工作在同頻狀態(tài)。但是這種方法校準端面與測量端面不相同，得到的被測件時延特性實際上是相對于已知混頻器的值，所以這種測量較為粗略。由于連接的重復(fù)性加上濾波器與混頻器對之間以及混頻器與測試設(shè)備之間的失配效應(yīng)，會將誤差引入測量過程。

1.3 矢量混頻器校準法

矢量混頻器校準法（VMC）的測量原理如圖3所示。在矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀SRC 端口接入?yún)⒖蓟祛l器，并利用VMC校準方法標定參考混頻器及濾波器件傳輸時延和儀器自身時延作為零值處理。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Port1端口輸出RF測試信號，經(jīng)過RF增益調(diào)整器件調(diào)整電平送入被測下行信道鏈路RFin端口，測試信號在被測信道中進行變頻濾波放大處理后由IFout端口輸出，再經(jīng)由IF增益調(diào)整器件調(diào)整電平后送入矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Port2端口。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀借助與SRC端口連接的參考混頻器及濾波器件，將RF 測試信號進行上變頻處理，進而測量出測試鏈路的總時延t。RF及IF增益調(diào)整器件均為同頻器件，可直接使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測量其傳輸時延，分別記為t1和t2。連接儀器與被測鏈路的電纜組件傳輸時延也可以直接測量，記為t3，則被測下行信道鏈路傳輸時延t′＝t－t1－t2－t3。

圖3 矢量混頻器校準法測量原理圖

在整個測試過程中，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀要與被測信道鏈路參考同源，且參考混頻器需使用被測信道鏈路的L0信號作為本振激勵，以保證測量精度。矢量混頻器校準法的優(yōu)勢在于對標?；祛l器的量化和全面的矢量誤差修正，VMC 技術(shù)對校準混頻器進行了量化，并采用全面的矢量誤差修正，消除了反射的影響，從而提高了對變頻器件的時延特性測量精度。但VMC方法測量過程需要引入?yún)⒖蓟祛l器和校準混頻器，操作流程復(fù)雜，有一定的測量誤差。經(jīng)分析使用VMC方法測量變頻器件時延特性最佳測量不確定度為0.2ns。

1.4 梳狀波發(fā)生器法測量

梳狀波發(fā)生器法（SMC＋Phase）是Agilent公司推出的最新測量變頻鏈路時延方法，建立在PNA／PNAX 接收機不同頻點的相位相干的基礎(chǔ)之上，測量方法和校準方法最為簡單。

梳狀波發(fā)生器法測量需要具備內(nèi)置PNA／PNAX 接收機的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，如N5241A等型號。校準過程需要三個常用校準件包括功率計、梳狀波發(fā)生器和校準件，其中功率計用做幅度標準，梳狀波發(fā)生器用做相位標準，校準件（電子或機械）作為矢量校準。

2 梳狀波發(fā)生器法

2.1 測量原理

SMC＋Phase測量方法是目前基于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量變頻鏈路最為簡單的方法，測量原理圖如圖4所示。只需要將待測設(shè)備直接接入完成校準的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，以下行信道為例，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Port1端口輸出RF測試信號，送入下行信道進行下變頻，輸出IF信號連接至矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Port2端口，其中Port3端口輸出本振信號至待測設(shè)備。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀讀出的時延值t即為待測設(shè)備的時延值。

圖4 梳狀波發(fā)生器法測量原理圖

梳狀波發(fā)生器法首先要求矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀具備PNA／PNAX 接收機，對于PNA－X／PNA 來說，獨有的數(shù)字頻綜能保證每次掃描時，輸出信號的響應(yīng)穩(wěn)定。其次，功率校準可以保證精確的幅度響應(yīng)，而梳狀波發(fā)生器能提供不同頻點之間的精確的相位關(guān)系，以校準矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀接收機的不同頻點之間的相位。梳狀波發(fā)生器校準過程中產(chǎn)生信號的頻率范圍及波形如圖5所示，頻率范圍可覆蓋1～50GHz。

圖5 梳狀波發(fā)生器信號波形圖

2.2 測量方法

依照測量原理，要完成對被測信道傳輸時延的測量，需要采用SMC＋Phase法進行校準，以完成整個信道鏈路的絕對時延測量，校準過程需要功率計、梳狀波發(fā)生器和標準校準件（電子或機械式）三個校準件，所有的校準標準都溯源到NIST，方法適應(yīng)于PNA 和PNA－X，也適應(yīng)于測量嵌入式本振的變頻鏈路。利用SMC＋Phase法進行校準和測量的基本步驟如下：

1.在PNA／PNAX 的測試端口連接梳狀波發(fā)生器和功率計，點擊Phase Reference Calibration Wizard，在全頻段對PNA／PNAX 接收機的幅度、相位進行校準，校準界面如圖6（a）所示。校準過程中，矢網(wǎng)的10MHz參考輸出用作梳狀波發(fā)生器的輸入。

圖6 梳狀波發(fā)生器法校準界面

第一步校準完成之后，由于PNA／PNAX 的硬件極為穩(wěn)定，所以這種校準操作可以相隔數(shù)月之后再進行。

2.校準的第二步只需在測量面進行S參數(shù)校準，使用電子校準件，連接一次即可完成。校準界面如圖6（b）所示。

3.校準完成后，只需要將被測設(shè)備的輸入、輸出和本振連接到矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀上，即可進行信號時延和幅度測量。

2.3 誤差分析與測試結(jié)果

在被測導(dǎo)航接收信道鏈路中串入高精度可編程延遲線，通過改變可編程延遲線的延遲量模擬被測導(dǎo)航接收信道設(shè)備的時延變化。

引起測量誤差主要因素有：矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀內(nèi)部觸發(fā)信號抖動引入的誤差，矢網(wǎng)自校準誤差，電纜擺動引起的測量誤差，環(huán)境溫度變化引起的測量誤差，延遲線時延變化誤差以及端口連接等時延零值誤差等。表1根據(jù)實際情況給出了基于這些誤差項的估值匯總。

表1 時延標定誤差項估算

上述誤差對總的標定結(jié)果誤差貢獻均衡，因而總的測量誤差可作以下計算：

實測結(jié)果如表2所示。

表2 實測時延變化表

上述測試結(jié)果取均值為0.162ns，與誤差估計值接近，利用梳狀波發(fā)生器法測得被測導(dǎo)航信道鏈路時延變化量與可編程延遲線變化量相差較小，此實驗，驗證了使用梳狀波發(fā)生器法可以較準確的測量出導(dǎo)航信道鏈路的絕對時延。

3 結(jié)束語

通過比較四種基于矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的導(dǎo)航信道鏈路時延測試方法，可以看出，梳狀波發(fā)生器法（SMC＋Phase）與矢量混頻器校準法（VMC）測量的時延精度最高，但是VMC 法校準和測量流程較復(fù)雜，SMC＋Phase法操作和設(shè)置簡單，不需要參考混頻器和校準混頻器，測量精度可溯源到NIST，所以梳狀波發(fā)生器法（SMC＋Phase）測量信道鏈路具有一定的優(yōu)勢。絕對傳輸時延的測量技術(shù)將為信道鏈路的研究及工程設(shè)計提供更準確、更有價值的參考數(shù)據(jù)和更為靈活的測量思路。

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