阻帶可控陷波超寬帶天線的設(shè)計與時域分析*

褚慶昕 楊光 毛春旭

(華南理工大學 電子與信息學院，廣東 廣州 510640)

自從美國聯(lián)邦通信委員會(FCC)公布了超寬帶(UWB)無線應(yīng)用標準，UWB 技術(shù)在無線通信應(yīng)用領(lǐng)域得到了廣泛關(guān)注.UWB 天線在與其他無線通信的抗干擾中也扮演著重要的角色［1］，其有連續(xù)的寬帶帶寬，但同時會覆蓋其他無線通信應(yīng)用的頻段.例如無線局域網(wǎng)(WLAN)的頻段范圍是5.150～5.825 GHz，存在于UWB 的3.1～10.6 GHz 范圍內(nèi)，因此，有必要研究能夠提供5.150～5.825 GHz 范圍內(nèi)的阻帶陷波UWB 天線，以抑制UWB 和WLAN 頻段之間的相互干擾.

天線方面的研究人員相繼提出了大量的陷波UWB 天線.很多陷波天線的設(shè)計是通過在輻射體上開槽［2-3］或者在地板上開縫隙［4-5］來實現(xiàn).為了實現(xiàn)UWB 天線的多個陷波，天線輻射體上可以嵌入多個諧振槽［6］，或者在輻射體側(cè)增加微帶線［7-8］.然而，在陷波天線的設(shè)計過程中，很多有用的頻率也會由于陷波UWB 天線的設(shè)計不足而導(dǎo)致被舍棄［9-10］.為了實現(xiàn)陷波阻帶的帶寬可控并且具有良好的矩形度，同時又能將UWB 系統(tǒng)與WLAN 窄帶系統(tǒng)間的干擾降低到最小，可以在天線輻射體上嵌入多個耦合的諧振槽.文中擬采用多耦合槽結(jié)構(gòu)設(shè)計一種陷波阻帶具有可控特性且阻帶矩形度良好的陷波UWB 天線，當多個槽耦合在一起時，可以形成二階帶阻濾波器效果［11］;同時，通過調(diào)節(jié)槽的位置和耦合間距調(diào)節(jié)陷波阻帶的帶寬.

對于小范圍高速低功率的UWB 通信系統(tǒng)，天線信號在瞬時輻射、傳播和接收中的波形失真情況也需要得到充分的研究［12］.添加在輻射體和地板上的槽線結(jié)構(gòu)雖然可以實現(xiàn)陷波，但對天線性能也有影響，通過時域分析可以研究和量化這些技術(shù)對天線信號的擾動影響［13-14］.相關(guān)系數(shù)和脈沖寬度拉伸比是用來描述UWB 天線時域特性的兩個關(guān)鍵參數(shù)，文中分析和計算了該陷波UWB 天線的時域參數(shù)，并對陷波UWB 天線傳輸?shù)拿}沖信號拖尾現(xiàn)象進行了說明.

1 阻帶可控陷波UWB 天線的設(shè)計

很多研究表明，陷波特性可以通過在天線輻射體上加載嵌入槽線來實現(xiàn)，槽線的長度是其諧振頻率上的電長度的一半(半波長)，把槽線的長度調(diào)節(jié)到諧振頻率的半波長就可以得到該頻率的帶阻特性［2］.當槽是開路時，它的長度只需為其對應(yīng)諧振頻率的1/4 波長.在陷波頻率上，電流主要集中在槽的邊沿附近，從而導(dǎo)致該頻率上產(chǎn)生駐波，致使天線饋線端阻抗失配.為了使UWB 天線的陷波阻帶具有良好的矩形度，文中在天線輻射體或饋線微帶上嵌入多個耦合諧振槽;同時通過調(diào)節(jié)槽之間的耦合強度對陷波阻帶進行可控調(diào)節(jié).

具有陷波特性的微帶饋電UWB 天線結(jié)構(gòu)如圖1所示.其中hAnt和bAnt分別是UWB 天線的高度和寬度，hGro是地板的高度，hRad和bRad分別是天線輻射體的高度和寬度，hSlot、bSlot和btrou，L分別是上側(cè)兩個L形開路槽的高度、寬度和槽線寬度，dSlot，Gap是兩個L形槽之間的間距，hCut和bCut是天線輻射體內(nèi)切U 形方塊的高度和寬度，d_Gap是L 形槽與天線輻射體內(nèi)切U 形方塊之間的間距，hSlit、bSlit和btrou，U分別是下側(cè)U 形槽的高度、寬度和槽線寬度，dU_floor是U 形槽上端與地板上端之間的間距，bFeed是饋線的寬度.

圖1 陷波UWB 天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of geometry of a notched UWB antenna

天線印刷在低耗FR4 基板上，厚0.8 mm，介電常數(shù)為2.55，天線的尺寸為30 mm ×36 mm.天線輻射體是一個呈U 形的貼片，地板位于基板的另一側(cè)，可獲得良好的阻抗匹配效果.兩個長度對應(yīng)諧振頻率5.7 GHz 處波長1/4 的L 形開路槽嵌在天線U 形輻射體的內(nèi)側(cè);另外一個對應(yīng)諧振頻率5.2 GHz處半波長的U 形槽則嵌在微帶饋線端.為了與陷波UWB 天線進行性能分析和對比，引入該天線的非陷波結(jié)構(gòu)UWB 天線，如圖2 所示.

圖2 非陷波的UWB 天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Schematic diagram of geometry of a UWB antenna without notches

陷波的諧振頻率可以由式(1)確定:

式中:c 為電磁波在自由空間中的傳播速度;L 為槽的物理長度;ε有效為有效介電常數(shù).

當諧振槽開路時，開路槽是1/4 波長變換器，它的長度是諧振頻率處波長的1/4.兩個L 形開路槽的長度(L1、L2)以及U 形槽的長度(L3)可以由式(1)推導(dǎo)出來.通過HFSS 軟件仿真的參數(shù)分析，可以得到槽的尺寸和位置對陷波阻帶帶寬的影響.優(yōu)化后的天線參數(shù)如表1 所示.

表1 天線的優(yōu)化參數(shù)Table 1 Optimized parameters of the antenna mm

從而得到3 個槽的長度:L1= L2=10.1 mm;L3=21 mm.

圖3(a)給出了分別具有3 個槽、2 個L 形開路槽和1 個倒U 形槽的3 種天線的仿真回波損耗為一端口網(wǎng)絡(luò)的反射信號的幅值，f 為無線電頻譜的頻率.在天線只有上面2 個L 形開路槽和下面1 個倒U 形槽的情況下，由于槽間沒有耦合不能形成二階帶阻濾波器特性，阻帶帶寬很窄，-3dB 帶寬分別為5.30～5.64GHz 和5.32～5.68GHz;當天線上嵌入3 個槽時，由于耦合效果可以得到足夠的阻帶帶寬，-3 dB 帶寬為5.20～5.70 GHz.圖3(b)描述的分別是只有3 個槽或2 個U 形槽情況下的仿真回波損耗.當天線只有2 個槽或只有3 個槽時，由于槽間耦合，得到的阻帶矩形度都非常好，在阻帶5.1～5.8GHz 頻段內(nèi)，兩個頻段帶寬的比值分別是0.518 和0.714，阻帶帶寬的矩形度明顯加強.從圖3 可以得出，3 個槽之間的相互耦合可以產(chǎn)生足夠的阻帶帶寬并且阻帶具有很好的矩形度.

圖3 幾種天線的仿真回波損耗Fig.3 Simulated return losses of several kinds of antennas

對于該陷波UWB 天線，位于輻射體上面的兩個L 形開路槽的下側(cè)與天線內(nèi)U 形切片之間的距離(d_Gap)是影響陷波阻帶的一個非常重要的參數(shù).圖4 給出了不同d_Gap情況下的仿真回波損耗.當表1 中所列的參數(shù)除d_Gap外都保持不變時，可以看到:當d_Gap增大時，阻帶變寬且矩形度變差;當d_Gap減小時，L 形槽與U 形輻射體型間的耦合變強，阻帶變窄且矩形度變好.圖5 給出了5.5 GHz 時天線輻射體表面的電流分布情況，由圖5 可以看出，當耦合變強時，這里的諧振也加強，開路槽附近的電流比較集中，從而從輻射體輻射出去的能量非常少.由此可以看出，位于U 形輻射體上面的兩個L 形開路槽與U 形內(nèi)側(cè)的耦合距離d_Gap可以控制阻帶的帶寬.

圖4 d_Gap不同時天線的仿真回波損耗Fig.4 Simulated return loss of the antenna with different d_Gap

圖5 5.5 GHz 時天線輻射體表面的電流分布Fig.5 Current distribution on the radiator patch at 5.5 GHz

圖6 給出了dU_floor從4.7 mm 變化到6.7 mm 時的仿真回波損耗，此時表1 中所列的參數(shù)除dU_floor外都保持不變.當dU_floor增大時，上面兩槽和下面槽之間的距離變大，槽間耦合變小.從圖6 可以看出，較大的dU_floor產(chǎn)生的阻帶帶寬比較窄.

圖6 dU_floor不同時天線的仿真回波損耗Fig.6 Simulated return loss of the antenna with different dU_floor

綜合圖4 和6 可知，改變參數(shù)d_Gap和dU_floor的值可以使陷波產(chǎn)生的阻帶帶寬可控.

2 時域分析

在UWB 應(yīng)用中，為了減少UWB 系統(tǒng)和窄帶系統(tǒng)之間的相互干擾，傳遞函數(shù)在阻帶波段處的振幅和群延時變量描述必須盡可能地準確，同時在非阻帶波段能保持是常量.滿足這些要求的發(fā)射、接收天線系統(tǒng)可以抑制來自窄帶系統(tǒng)的干擾和保證信號傳輸?shù)氖д娑容^小.

為了滿足FCC 規(guī)定的室內(nèi)系統(tǒng)頻譜覆蓋要求，假設(shè)天線對都是由文獻［15］中的UWB 信號激勵.UWB 信號的高斯脈沖五階導(dǎo)數(shù)方程如下:

式中:C 為常數(shù)，選擇合適的C 值可滿足FCC 要求的峰值功率頻譜密度;σ 為51 ps，滿足FCC 規(guī)定的頻譜形狀.UWB 天線激勵信號如圖7 所示.

圖7 UWB 天線單脈沖激勵信號Fig.7 UWB antenna input signal with single pulse

二端口網(wǎng)絡(luò)傳輸參數(shù)S21是通過傳輸環(huán)境中面對面放置的一對收發(fā)天線進行仿真實驗得到的.兩個完全相同的天線對之間的距離是600 mm，大約為超寬帶波段最低頻率的6 個波長.在傳輸環(huán)境中，模擬的非陷波和陷波UWB 天線對面對面放置.為了描述由于引入阻帶帶寬可控的陷波結(jié)構(gòu)而導(dǎo)致傳輸信號的失真變化，將文中研究的圖1 中的陷波UWB天線與圖2 所示的非陷波阻帶的UWB 天線進行對比.

圖8 給出了非陷波和陷波UWB 天線對在模擬環(huán)境中接收天線的輸出信號.從輸出信號可以看出，陷波UWB 天線的脈沖傳輸過程有一些失真和拖尾現(xiàn)象.這是因為UWB 脈沖天線輻射脈沖信號時，在脈沖電流從天線輸入端流到天線末端的這段時間內(nèi)，收發(fā)天線在陷波頻段內(nèi)的寬帶阻抗不匹配，脈沖天線不能把電磁能量全部輻射出去，從而在天線末端有剩余的脈沖電流.剩余脈沖電流會在天線中沿原來的路徑返回，在此后的過程中繼續(xù)輻射電磁能量，這樣，在天線的輻射脈沖波形中就會有拖尾脈沖.這些拖尾脈沖會與來自目標的信號在時間上重疊，對目標信號有一定的干擾［16］.

圖8 非陷波和陷波UWB 天線的輸出信號Fig.8 Output signal of UWB antenna with or without notch

為了準確地評估天線輻射信號的保真度，借助UWB 天線激勵信號s1(t)和遠場電場強度信號s2(t)間的相關(guān)系數(shù)ρ 進行分析:

圖9 UWB 天線傳輸函數(shù)的幅頻響應(yīng)Fig.9 The magnitude response of transfer-function of UWB antenna

在UWB 無線發(fā)射器的設(shè)計中，發(fā)射脈沖的瞬時寬度是一個很重要的參數(shù).大部分的能量都集中在脈沖的峰值處，因此可以把脈沖寬度定義為在某個時間窗內(nèi)包含了一定比例的總能量.脈沖寬度拉伸比SR 可以定義為遠場區(qū)輻射電場波形的寬度與激勵信號波形寬度的比.對于信號s(t)，歸一化的累積能量方程Es(t)為

那么，在時間軸上去掉包含有總能量前5%和后5%的時間段后，剩余的含有總能量90%時間段上的脈沖寬度拉伸比SR 可以定義為

通過對輸入、輸出信號進行數(shù)值計算，可以得到天線相關(guān)系數(shù)ρ 和脈沖寬度拉伸比SR(90%)的值，陷波UWB 天線的ρ 和SR(90%)分別為0.877 8、3.0057，非陷波UWB 天線的ρ 和SR(90%)分別為0.9283、1.2174.

這兩種天線的相關(guān)系數(shù)都大于0.87，表明輸出信號與輸入信號相比并沒有嚴重變形，UWB 天線的陷波結(jié)構(gòu)不會對天線輻射信號造成太明顯的失真，陷波UWB 天線適用于發(fā)射UWB 脈沖信號.脈沖寬度拉伸比SR(90%)大于1，表明并非所有信號都集中在峰值附近，可以認為天線引入陷波結(jié)構(gòu)導(dǎo)致輻射電場強度信號的能量有所擴散，輸出信號有一定的拖尾現(xiàn)象，圖8(b)中也可以觀察到這種信號拖尾現(xiàn)象.但由于陷波UWB 天線的脈沖寬度拉伸比SR(90%)小于3.1，因而信號的失真度還是在可接受范圍之內(nèi).

3 仿真和測量結(jié)果

天線制作在低耗FR4 基板上，實物照片如圖10所示.

圖10 文中所設(shè)計天線的實物照片(單位:mm)Fig.10 Photograph of the proposed antenna (Unit:mm)

測量天線性能采用的是Agilent R3770 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀和華南理工大學天線測試系統(tǒng).圖11 給出了天線回波損耗和駐波比的測量和仿真結(jié)果.從圖11 可以看出，在3.1～10.6 GHz(除5.1～5.8 GHz頻段)工作頻段內(nèi)，天線的，駐波比小于2，并且測量和仿真曲線相對吻合.在陷波阻帶的5.1～5.8 GHz 頻段范圍內(nèi)，天線的＞-10dB，駐波比大于2，表明天線在WLAN 頻段上具有良好的陷波特性，天線在該頻段上的信號收發(fā)靈敏度相對較低，有利于減少UWB 系統(tǒng)和其他窄帶系統(tǒng)之間的相互干擾.回波損耗小于3 dB 的陷波阻帶頻段范圍是5.2～5.7 GHz，與回波損耗小于10 dB(5.1～5.8 GHz)頻段之間的帶寬比值是0.714，表明該陷波阻帶具有良好的選擇性，矩形度較好.

圖11 回波損耗和駐波比的仿真和測量結(jié)果Fig.11 Simulated and measured results of return loss and standing wave ratio

4、7 和10 GHz 處的E 面(xoz)和H 面(yoz)的歸一化輻射方向圖的仿真和測試結(jié)果如圖12 所示.在E 面，陷波UWB 天線的輻射方向圖呈啞鈴型;在H 面，天線的輻射方向圖具有比較好的全向性，能夠收發(fā)各個方向的信號.陷波UWB 天線的測量增益如圖13 所示.在陷波阻帶的5.1～5.8 GHz 頻段范圍內(nèi)，天線增益急劇下降到-2.5 dB 左右，可抑制WLAN 窄帶系統(tǒng)的干擾;而在陷波UWB 天線的工作頻段，天線的增益范圍為1.8～3.5 dB，且增益曲線較為平坦.

圖12 天線在4、7 和10 GHz 處的輻射方向圖Fig.12 Measured radiation patterns of antenna at 4，7 and 10 GHz

圖13 陷波UWB 天線的增益測量圖Fig.13 Measured gain of the notched UWB antenna

4 結(jié)語

文中通過使用開路槽線的技術(shù)，提出和實現(xiàn)了一種阻帶帶寬可控的微帶饋電陷波UWB 天線.在天線的饋線端引入半波長的U 形槽，同時在天線U形輻射體上引入兩個1/4 波長的L 形開路槽來實現(xiàn)陷波特性;陷波阻帶的帶寬和矩形度可以由兩個L形槽與U 形輻射體的內(nèi)側(cè)邊緣距離和L 形槽與饋線端U 形槽之間的距離來控制.該天線可以避免UWB 系統(tǒng)與其他窄帶系統(tǒng)在5.1～5.8 GHz 之間的相互干擾.文中還對該陷波UWB 天線進行了仿真、設(shè)計和測量，測量結(jié)果顯示，該天線具有良好的陷波阻帶特性和輻射方向特性.另外，文中還對該天線進行了時域分析，以確保其在UWB 系統(tǒng)的應(yīng)用中具有良好的實用價值.

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