基于H橋級聯(lián)型五電平逆變器的Matlab仿真分析

柴愛平

（武威職業(yè)學院 電子信息工程系，甘肅 武威733000）

0 引言

多電平逆變器是以電力系統(tǒng)中直流輸電、無功功率補償、電力有源濾波器等應用發(fā)展的需要，高壓大功率交流電動機變頻調速系統(tǒng)大量應用的需求，以及20 世紀70 年代以來兩次世界性的能源危機和當前嚴重的環(huán)境污染所引起的世界各國對節(jié)能技術與環(huán)保技術的廣泛關注為背景的[1]。

H 級聯(lián)型逆變器是一種由相同模塊組成的多電平逆變器，當某模塊出現(xiàn)問題時，可將其忽略，其余模塊可繼續(xù)維持逆變器的正常工作，大大提高了系統(tǒng)的可靠性；按載波移相SPWM 控制技術進行PWM 控制，各單元輸出波形疊加即可得多電平輸出，控制法比箝位型電路對各橋臂的簡單，也易于擴展。同時，對不同調制比情況下的電壓進行了諧波分析。

1 主電路拓撲結構

級聯(lián)型多電平逆變器是采用功率單元串聯(lián)疊加的級聯(lián)式逆變結構，級聯(lián)式多電平逆變器的主開關器件的耐壓，被限定在向它所在基本功率單元供電的獨立直流電源電壓上，多個由獨立直流電源供電的基本功率單元的交流輸出側串聯(lián)疊加，就可以得到高壓多電平電壓輸出。由于各個基本功率單元的直流電源電壓是相互獨立的，它們之間沒有直接的電聯(lián)系，因此不存在均壓問題，對于m 電平的逆變器，所需的單相全橋逆變器(2H)個數(shù)和獨立電源個數(shù)為(m-1)/2，輸出相電壓的電平數(shù)為m，輸出線電壓的電平數(shù)為2m-1，本文取m=5，拓撲結構如圖1 所示。

2 載波移相SPWM 控制技術

級聯(lián)式多電平逆變器的控制方法特別是H 橋級聯(lián)式多電平逆變器的控制方法，大多采用三角載波移相(PS)PWM 控制法。這種控制方法有以下優(yōu)點：

①在任何的調制比M 下(任何基波頻率下)，輸出電壓保持相同的開關頻率。而其他的三角載波PWM 控制方式在調制比M 降低時，會出現(xiàn)部分H 橋單元沒有PWM 電壓輸出，造成輸出電壓開關頻率的下降，使得輸出電壓的諧波含量增加。

②H 橋單元之間不存在輸出功率不平衡的問題。因為在三角載波移相PWM 控制方式下，各級之間的輸出電壓的PWM 波形基本一致。而其他控制方式則會出現(xiàn)不一致，使得不同級層的H 橋單元的功率不同。

③與主電路的模塊化結構相一致，三角載波移相PWM 方式中針對各個H 橋單元的載波和調制波也呈現(xiàn)模塊化結構。

④對于同樣的三角載波頻率，三角載波移相(Ps)方式的輸出電壓頻率是載波頻率的N 倍(N 為串聯(lián)H 橋單元個數(shù)，三角載波互差180°/N)[2]。

本文所研究的逆變器由兩個全橋模塊級聯(lián)而成。對于兩模塊級聯(lián)型H 橋拓撲，需要4 列互差90°的載波來實現(xiàn)(PS)PWM 調制方法，載波與正弦調制信號比較得到的8 路脈沖信號來驅動8 個IGBT，得到五電平輸出。

本文級聯(lián)型逆變器的具體調制方法如下：

（1）初始相位為0°的三角載波U1 與調制波sin 比較得到脈沖信號G1 驅動左半橋上開天管V1，與G1 互補的脈沖信號GN1 驅動左半橋下開關V2；

（2）初始相位為90°的三角載波U2 與調制波sin 比較得到脈沖信號G2 驅動右半橋下開天管V4，與G1 互補的脈沖信號GN2 驅動右半橋上開關V3；

（3）初始相位為180°的三角載波U3 與調制波sin 比較得到脈沖信號G3 驅動左半橋上開天管V5，與G1 互補的脈沖信號GN3 驅動左半橋下開關V6；

（4）初始相位為270°的三角載波U4 與調制波sin 比較得到脈沖信號G4 驅動右半橋上開天管V8，與G1 互補的脈沖信號GN4 驅動右半橋下開關V7。

綜上所述，U1～U4，4 列載波分別和一列正弦波調制波相交后按時序給V1、V5 和V4、V8，其互補信號分別給V2、V6 和V3、V7。具體的信號分配情況如圖2、表1 所示。

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3 諧波分析

由于電力電子器件在電網(wǎng)中的運用，諧波問題是不容忽視的[3]。理想的正弦波電壓可表示為：

當理想的正弦波施加在非線性電路上時，對于周期為T 的電壓可分解為傅里葉級數(shù)：

諧波次數(shù)為諧波頻率和基波頻率之比，為了方便分析，n 次諧波含有率表示為：

電流諧波總畸變率表示為：

4 Matlab 仿真分析

4.1 仿真模型

為了分析五電平逆變器控制特性并進行諧波分析，利用Matlab/Simulink 軟件對單相五電平方法進行了建模。圖3 為單相五電平逆變器的Simulink 模型圖。仿真模型包括PWM 模塊、H 橋模塊、直流側電源、RL 負載。其中PWM 模塊的具體結構圖如圖4 所示，兩單元對應三角載波相位上相差90°相角，公用一個正弦波發(fā)生器。

4.2 仿真結果及分析

仿真條件：直流母線電壓100V，RL 負載R=10Ω，L=30mH，四個載波頻率為1kHz,正弦調制波頻率為50Hz。調制比可調分別取調制比為M=0.2、M=0.4、M=0.6、M=0.8、M=1 時，得到如圖5-圖14 的仿真結果。

從圖5-圖9 的仿真波形可知：調制比為1、0.8 和0.6 時，輸出電壓的基波幅值超過最大基波幅值的一半，因此輸出電壓為五電平，包含+200V、+100V、0V、100V、200V。調制比為0.4 和0.2 時，輸出電壓的基波幅值小于等于最大基波幅值的一半，因此輸出電壓為三電平電壓。說明輸出電壓以及輸出電流與調制比有關，調制比越大，輸出電壓電平數(shù)越多。

從仿真波形可以看出高次諧波在2Nkf(k=1,2,3…；N=2)附近分布，表2 給出了不同調制比下的總諧波THD 值。隨著調制比的增大，電壓電平數(shù)增多的情況下，總諧波THD 值逐漸降低。

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5 結束語

本文分析了H 橋級聯(lián)型五電平逆變器原理及優(yōu)勢，對基于載波移相調制下的單相五電平級聯(lián)型逆變器建模仿真，通過分析不同調制比下的仿真結果得到隨著調制比的增加，電壓電平數(shù)逐漸增加，諧波含量明顯降低，為分析多電平逆變器的諧波問題提供了基礎。

［1］劉鳳君.環(huán)保節(jié)能型H 橋及SPWM 直流電源式逆變器[M].北京：電子工業(yè)出版社,2010.

［2］劉鳳君.多電平逆變技術及其應用[M].北京：機械工業(yè)出版社,2007.

［3］劉敬珺.H 橋級聯(lián)型多電平逆變器的研究[D].上海交通大學,2010.

［4］侯世英,萬江,時文飛.以單相五電平逆變器為例分析比較多載波PWM 方法[J].電源技術與應,2007(6)：131-134.

［5］盧忠義.基于2H 橋級聯(lián)的多電平逆變器的仿真研究[J].科園月刊,2010(15)：63-64.