杜佩艷,林青松
(河南科技大學電子信息工程學院,河南 洛陽 471003)
正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技術具有抗多徑干擾、高頻譜利用率、可實現無線數據高速傳輸等優(yōu)點。多輸入多輸出(Multiple Input Multiple Output,MIMO)可以獲得很高的分集增益或容量增益。在高速數據無線通信中將兩種技術結合而成的MIMO-OFDM具有高效的頻譜利用率和良好的抗多徑衰落性能,目前已成為4G移動通信系統中極具前景的備選方案。但是,與OFDM系統一樣,MIMO-OFDM系統本質上也是多載波結構,同樣存在高峰均功率比(PAPR)的問題[1-5]。
在各種降低MIMO-OFDM系統峰均比的技術中,由于SLM技術不會產生任何信號畸變,受到了廣泛的關注。邊帶信息(SI)的傳送是SLM方法的一個重點問題,邊帶信息的錯誤檢測將會導致嚴重的誤碼率。因此保護邊帶信息在SLM算法中很有必要。本文對降低MIMO-OFDM系統峰均比的SLM算法進行了研究,采用V-BLAST系統,提出了邊帶信息功率分配技術,通過為邊帶信息分配合適的功率來提高SLM算法的性能。
一個載波數為N的OFDM信號可以表示為[6-7]
式中:Ts為信號持續(xù)時間;fk=k/Ts。
離散OFDM信號的峰均比(PAPR)可以表示為
式中:n表示第n個子載波;xn表示經過IFFT運算之后得到的輸出信號。
選擇性映射(SLM)的基本思想是用M個統計獨立的向量表示同樣的信息,選擇其時域信號具有最小PAR值的一路進行傳輸。OFDM系統發(fā)射機內的信號可表示為xk=IFFT[Xn],n,k=0,1,…,N -1 。假設存在M 個不同的長度為N的隨機相位序列矢量
式中:m=1,2,…,M;P(m)i=exp(jφ(m)i),φ(m)i在[0,2π]內均勻分布。利用這M個相位矢量分別與IFFT的輸入序列X進行點乘,可以得到M個不同的輸出序列X(m),即
對所得到的M個序列X(m)分別進行IFFT計算,對應得到 M 個不同的輸出序列 x(m)= [x(m)0,x(m)1,…,x(m)N-1]。最后在給定PAR門限值的條件下,從這M個時域信號序列內選擇PAR值最小的用于傳輸[6]。
在SLM技術中,邊帶信息的錯誤檢測將會導致嚴重的誤碼率,因此需要對邊帶信息加以保護。文中通過為邊帶信息分配更多的功率來對其進行保護。在總功率一定的情況下,這種方法只會稍微降低其他子載波的功率。
在文獻[2]中,SLM技術的誤碼率可以表示為
式中:Pe,SI≈PblbV是邊帶信息的誤碼率,V表示SLM序列數。
V-BLAST系統的誤碼率可以表示為[8]
為了得到ZF檢測下V-BLAST系統近似的誤碼率,采用如下功率分布
則ZF檢測下V-BLAST系統誤碼率可以近似表示為
由此,式(5)可以表示為
對于邊帶信息功率分配技術,例如為邊帶信息分配2倍的功率,式(10)可以表示為
采用MATLAB仿真工具[9],仿真分析了極小化極大準則下并發(fā)SLM的互補累計函數特性,如圖1所示,V=4,發(fā)送天線數目 Mt分別為 2,4,6,采用 OFDM-QPSK,極小化極大準則,過采樣因子L=4,子載波數目N=64。由于調制方式對CCDF特性影響不大,所以此性能分析也適用于其他調制方式。由圖1可以看出,CCDF性能隨著天線數目增加而變差。
圖1 極小化極大準則下并發(fā)SLM的互補累計函數
圖2是使用文中所提方法的誤碼率性能,仿真時采用V=4,Mt=Mr=2和Mt=Mr=4,PSI表示為邊帶信息分配的功率。例如PSI=2,表示給邊帶信息分配2倍的功率。
圖2 OFDM-16QAM邊帶信息功率分配下并發(fā)SLM誤碼率性能
圖3仿真分析了PSI為1~4時的誤碼率情形,信噪比SNR的選取范圍是20~30 dB,調制方式為 OFDM-16QAM,且Mt=Mr=2。當PSI=2和PSI=3時的誤碼率性能相近;當PSI=4時,誤碼率性能變差,是因為給邊帶信息過多地分配功率導致傳輸信號功率降低,由此可見,不能無限制地增加邊帶信息的功率分配。
圖3 圖2的局部放大圖
圖4是邊帶信息功率分配PSI與誤碼率的關系,調制方式為16QPSK,SNR=15 dB,從仿真圖可以看出,PSI=2是邊帶信息功率分配的最佳方案。
圖4 邊帶信息功率分配PSI與誤碼率的關系
圖5是文中所提方法的互補累積函數(CCDF)性能,由圖可知,該方法對CCDF的性能基本沒有改善。
圖5 邊帶信息功率分配下互補累積函數(CCDF)性能
文中對降低MIMO-OFDM系統峰均比的SLM算法進行了研究,提出了邊帶信息功率分配技術,通過為邊帶信息分配更多的功率來保護邊帶信息。研究表明,該方法能有效提高系統的誤碼率性能。
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