高頻鏈矩陣式正弦波變換器控制策略的改進(jìn)

吳勝華 鐘炎平 賴向東 權(quán)建洲

（空軍雷達(dá)學(xué)院 武漢 430019）

1 引言

1970年，MeMurray 提出的高頻鏈相控DC-AC變換器，取消了傳統(tǒng)的工頻變壓器，既提高了裝置的功率密度，減輕了重量，而且功率可以雙向流動(dòng)。因此，該類變換器可廣泛應(yīng)用于要求裝置“小型輕量”且需電氣隔離的場(chǎng)合，如車載或某些移動(dòng)設(shè)備中特殊電源、小功率UPS，光伏及燃料電池等新能源以及特殊電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)等[1-3]。然而，由于在矩陣（周波）變換器功率環(huán)節(jié)采用了雙向開關(guān)，其安全換流便成為該變換器大功率、實(shí)用化的技術(shù)關(guān)鍵。40年來(lái)一直是電力電子變換技術(shù)的研究熱點(diǎn)之一[4-8]。

在以往的控制策略中，通常采用單沿調(diào)制的鋸齒波，其垂直邊很難理想化，占空比不能充分利用。其頻譜特性及動(dòng)態(tài)特性也不及雙沿調(diào)制的三角波優(yōu)越，SPWM的優(yōu)點(diǎn)得不到充分發(fā)揮；另外，雙向開關(guān)的兩個(gè)門極也都是共用一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，當(dāng)同一個(gè)橋臂的兩個(gè)雙向開關(guān)動(dòng)作不同步時(shí)會(huì)引起嚴(yán)重的電壓過(guò)沖振蕩，危及功率器件的安全。針對(duì)上述問(wèn)題，本文提出了相應(yīng)的改進(jìn)策略：高頻變壓器一次側(cè)的高頻逆變環(huán)節(jié)產(chǎn)生占空比為0.5的高頻高壓雙極性等寬方波，二次側(cè)的矩陣變換器再將其變換為常規(guī)的SPWM 高頻高壓脈沖序列（矩陣變換器仍采用成熟的SPWM 方式，載波為三角波），經(jīng)LC 濾波器后便可得到需要的正弦波輸出。該方式保留了常規(guī)單相逆變器單極倍頻等優(yōu)點(diǎn)。矩陣變換器的雙向開關(guān)則采用解耦分時(shí)驅(qū)動(dòng)方式，可以消除共用一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)引起的電壓過(guò)沖，無(wú)需識(shí)別負(fù)載電流的極性即可實(shí)現(xiàn)自然換流及ZVS、ZCS。

文中重點(diǎn)闡述了矩陣變換器的工作原理及解耦分時(shí)驅(qū)動(dòng)的實(shí)現(xiàn)方法，并給出了仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果，表明了方案的正確性。

2 矩陣變換器的新型控制策略

2.1 主電路拓?fù)?/h3>

圖1a 為電路框圖，它由高頻逆變器、高頻變壓器和矩陣變換器3 個(gè)功率環(huán)節(jié)組成。矩陣變換器為2×2 結(jié)構(gòu)，在行與列的交叉處由雙向開關(guān)將行與列連接起來(lái)。雙向開關(guān)的構(gòu)成方式如圖1 所示，這種結(jié)構(gòu)可以用兩個(gè)RB-IGBT 直接代換。圖1b 為電路原理圖，為簡(jiǎn)化且不失一般性，LR 支路可認(rèn)為是矩陣變換器輸出濾波網(wǎng)絡(luò)Lf、Cf及感性負(fù)載的等效負(fù)載。

圖1 高頻鏈矩陣式正弦波變換器Fig.1 Matrix sinusoidal converter with high frequency link

2.2 雙向開關(guān)門極控制策略

矩陣式結(jié)構(gòu)是為了適應(yīng)高頻逆變級(jí)輸入的高頻、高壓正負(fù)交變雙極性方波，其結(jié)構(gòu)可以等效為正組逆變器和負(fù)組逆變器兩組并聯(lián)。當(dāng)高頻、高壓方波的正半周輸入時(shí)，正組逆變器工作；反之，負(fù)組逆變器工作。由于兩組并聯(lián)，當(dāng)一組逆變器工作時(shí)，另一組逆變器被反向截止，并為工作逆變器提供續(xù)流通道。

矩陣變換器的開關(guān)頻率是高頻逆變器開關(guān)頻率的兩倍。所以在正組或負(fù)組逆變器的工作周期內(nèi)，可將輸入視作穩(wěn)定的直流高壓。兩組逆變器“交替接力”地工作，矩陣變換器便可將高頻逆變器輸入的高頻、高壓方波變換為常規(guī)的SPWM 脈沖序列，經(jīng)濾波后便可得到需要的正弦波輸出。矩陣變換器解耦等效電路如圖2 所示。

圖2 矩陣變換器解耦等效電路Fig.2 Decouple equivalent circuits of MC

矩陣變換器雙向開關(guān)函數(shù)Sij可定義為

式（2）為開關(guān)函數(shù)的約束條件，也是矩陣變換器驅(qū)動(dòng)策略的依據(jù)。根據(jù)上述矩陣變換器的解耦原理及式（2）的約束條件，矩陣變換器中一個(gè)橋臂的4 路驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯表達(dá)式可寫為

式中，SPWM1 為其中一路參考正弦與三角波載波相 比較得到的正弦脈寬調(diào)制信號(hào)；為其邏輯非；VP 是與高頻逆變器驅(qū)動(dòng)信號(hào)同頻率，占空比為0.5且與VN 互為反相的方波。

以此類推不難得出另一橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)的邏輯關(guān)系。主要工作波形如圖3 所示。

圖3 高頻鏈矩陣式正弦波變換器工作波形Fig.3 Working waveforms of matrix sinusoidal converter with high frequency link

3 矩陣變換器工作原理

3.1 工作模式分析

忽略功率器件的管壓降，約定門極高電平開通，低電平關(guān)斷。RL為感性負(fù)載，高頻變壓器一二次匝比為1，即Up=Us=UHV，Up、Us分別為高頻變壓器一二次電壓。圖4 所示為是將高頻逆變器的一個(gè)工作周期分為10 個(gè)時(shí)段的工作波形，圖5 所示為相應(yīng)時(shí)段的等效電路。各工作模式分析如下。

圖4 矩陣變換器工作波形Fig.4 Working waveforms of MC

t1之前，高頻逆變器VT1、VT4導(dǎo)通，Us=UHV。SP1、SN1、SP3、SN3為高電平，VDP1、VTP1、VTN3、VDN3導(dǎo)通，負(fù)載電流i0續(xù)流，并線性下降。u10（未經(jīng)濾波的負(fù)載兩端電壓）為零。VTP3、VTN1中無(wú)電流。

（1）工作模式1（t1～t2）。t=t1時(shí)，SP3為低電平，VTP3零流零壓斷開；SP4高電平，VTP4、VDP4導(dǎo)通，VTP1、VDP1（t1之前已開通）和正組逆變器工作，Us=u10=UHV。i0、is線性增加，負(fù)載獲得能量。VTN3與VTP4換流不存在同步問(wèn)題，因SN3自t1～t5始終為高電平，即使VTP4延遲導(dǎo)通，VTN3仍保持續(xù)流通道，待VTP4開通后再行換流，而后VTN3自然截止。類似情況以下不再?gòu)?fù)述。等效電路如圖5a所示。

（2）工作模式2（t2～t3）。t=t2時(shí)，SP1為低電平，VTP1斷開；SP2為高電平，VTP2導(dǎo)通。i0通過(guò)VDP4、VTP4、VDN2、VTN2續(xù)流，i0線性下降，u10為零。因t1之后SN2一直為高電平，所以VTP1與VTN2換流不存在同步問(wèn)題。VTN2導(dǎo)通后，VTP2截止。等效電路如圖5b 所示。

（3）工作模式3（t3～t4）。t=t3時(shí)，SP2為低電平，VTP2零流零壓關(guān)斷；SP1為高電平，VTN2截止，VTP1、VTP4導(dǎo)通，正組逆變器工作。u10=UHV，is、i0線性增長(zhǎng)，負(fù)載獲得能量。VTN2與VTP1換流同樣不存在同步問(wèn)題。等效電路如圖5a 所示。

（4）工作模式4（t4～t5）。t=t4時(shí)，SP4為低電平，VTP4斷開，i0沿VDN3、VTN3、VDP1、VTP1續(xù)流，i0線性下降，u10為零。SN2為高電平，VDN2截止。t4之前VTN3已開通，所以VTP4與VTN3換流也無(wú)同步問(wèn)題。SP3雖為高電平，但VTP3被VDN3、VTN3截止。等效電路如圖5c 所示。

圖5 各工作模式等效電路Fig.5 Equivalent circuits of deferent work modes

（5）工作模式5（t5～t6）。在t=t5的鄰域里，是高頻逆變器的死區(qū)時(shí)間td（約1μs），變壓器貯存的能量沿VD2、VD3向Ud反饋，隨之VT2、VT3零電壓導(dǎo)通。UP極性翻轉(zhuǎn)。SP4為高電平，VTP4導(dǎo)通。SN3為低電平，VTN3零壓截止；SP2為高電平，但由于UHV極性翻轉(zhuǎn)，VTP2截止。SN1為低電平，VTN1零流零壓截止。VTN3與VTP4換流情況同模式4，i0沿VDP4、VTP4、VDN2、VTN2續(xù)流，i0繼續(xù)線性下降，u10為零。等效電路如圖5d 所示。

（6）工作模式6（t6～t7）。t=t6時(shí)，SN4為低電平，VTN4零壓零流截止；SN3為高電平，VDN2、VTN2、VDN3、VTN3導(dǎo)通，負(fù)組逆變器工作，u10=UHV。i0、is分別向正、負(fù)方向線性增長(zhǎng)，負(fù)載獲得能量。等效電路如圖5e 所示。

（7）工作模式7（t7～t8）。t=t7時(shí)，SN2為低電平，VTN2截止；SN1為高電平，VTN1導(dǎo)通。因VTP1在t3之后一直導(dǎo)通，i0沿VDN3、VTN3、VDP1、VTP1續(xù)流，i0線性下降，u10為零。等效電路如圖5f 所示。

（8）工作模式8（t8～t9）。t=t8時(shí)，SN1為低電平，VTN1零壓零流截止；SN2為高電平，VDN2、VTN2、VDN3、VTN3導(dǎo)通，負(fù)組逆變器工作。u10=UHV。i0、is分別向正、負(fù)方向線性增長(zhǎng)，負(fù)載獲得能量。等效電路如圖5e 所示。

（9）工作模式9（t9～t10）。t=t9時(shí)，SN3為低電平，VTN3截止。i0經(jīng)VDP4、VTP4、VDN2、VTN2續(xù)流，i0線性下降，u10為零。等效電路如圖5d 所示。

（10）工作模式10（t10～t11）。t=t10附近為高頻逆變器的死區(qū)時(shí)間td，變壓器儲(chǔ)存的能量沿VD1、VD4向Ud反饋，隨之VT1、VT4零電壓導(dǎo)通；t=t10時(shí)，SN3為高電平，VTN3導(dǎo)通；SP4為高電平，VTP4導(dǎo)通。VTP4與VTN3換流。i0沿VDN3、VTN3、VDP1、VTP1繼續(xù)續(xù)流并線性下降，u10為零。其他開關(guān)動(dòng)作與t1之前相同。等效電路如圖5f 所示。

t11之后重復(fù)上述工作模式。

3.2 控制策略及換流情況分析

（1）由以上分析知，在矩陣變換器的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，可以產(chǎn)生兩個(gè)SPWM 脈沖波，等效開關(guān)頻率提高了1 倍,經(jīng)過(guò)數(shù)學(xué)推導(dǎo)可得[10]

上式表明：基波分量為Udmasin(ω0+φ)，調(diào)節(jié)ma即可調(diào)節(jié)輸出電壓。諧波分量(kω0±nωs)，諧波振幅為，第一組諧波(2ωs±kω0)。式（4）與文獻(xiàn)[9]中單相逆變器輸出表達(dá)式一致，說(shuō)明該方式保留了常規(guī)單相逆變器的倍頻特性。

（2）矩陣變換器8 路驅(qū)動(dòng)信號(hào)每一瞬間均有6路處于高電平，保證一組逆變器工作，另一組提供續(xù)流通道；另2 路為低電平，以阻止二次電壓被短路。

（3）同一個(gè)雙向開關(guān)的2 路驅(qū)動(dòng)信號(hào)是分離（解耦）的，開通和斷開是分時(shí)的。

（4）模式2、模式4、模式5、模式7、模式9、模式10 矩陣變換器為續(xù)流模式，其間動(dòng)作的開關(guān)為ZVS、ZCS；其中模式5、模式10 還包括能量回饋模式，VT1～VT4為ZVS。

（5）模式1、模式3、模式6、模式8 為供電模式。起始時(shí)刻為t1、t3、t6、t8，終了時(shí)刻為t2、t4、t7、t9。功率開關(guān)雖為常規(guī)操作，但不會(huì)由于雙向開關(guān)的不同步而引起高頻變壓器一二次及雙向開關(guān)兩端電壓過(guò)沖。

各模式換流過(guò)程中，不存在由于采用同一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)雙向開關(guān)的不同步而引起的電壓過(guò)沖[1-8]，并可克服采用判別負(fù)載電流極性換流而導(dǎo)致負(fù)載電流過(guò)零點(diǎn)的畸變現(xiàn)象[5]。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

4.1 仿真分析

建立模型，主要仿真參數(shù)如下：Ud=300V，LF=300μH，CF=20μF，高 頻 逆 變 器 開 關(guān) 頻 率fs=10kHz，三角波載波頻率fc=20kHz，調(diào)制頻率fr=50Hz，感性負(fù)載L=10mH、R=40?，高頻變壓器匝比 1 1.27∶。輸出 50Hz、220Vrms，視在功率為1kV?A。圖6 所示為仿真波形。

其中圖6a 為矩陣變換器輸出電壓U10（濾波前）及負(fù)載電壓(濾波后)u0、電流i0波形，u0的總諧波含量(THD)＜1%。圖6b 為雙向開關(guān)S11兩端電壓波形。圖6c 為變壓器二次電壓波形。圖6d 為矩陣變換器輸出電壓u10展開后的波形細(xì)節(jié)。圖6e 為高頻變壓器二次電流is的波形。圖6b～6e 為同一時(shí)間坐標(biāo)（波形底部）。圖6f 為u10的頻譜圖。以上可以看出第一組諧波在40kHz 處，這證明了該方式保留了常規(guī)單相逆變器倍頻的優(yōu)點(diǎn)。從仿真波形可看出，由于采用了新型解耦分時(shí)驅(qū)動(dòng)策略，各電壓波形的前后沿干凈，無(wú)電壓過(guò)沖，軟開關(guān)效果比較理想。

圖6 仿真波形與頻譜Fig.6 Waveforms and spectrum of simulation

4.2 實(shí)驗(yàn)研究

依照?qǐng)D 1b 所示的電路拓?fù)?，?gòu)建了一臺(tái)S=1kV?A 高頻鏈矩陣式正弦波變換器。輸入直流高壓Ud=300V，開關(guān)頻率 10kHz，三角波載波頻率20kHz，幅度調(diào)制比ma=0.8，輸出50Hz、220Vrms。高頻逆變器和矩陣變換器功率開關(guān)分別選用Infineon 公司IGBT 單管IKW30N60T、SGW20N60及快恢復(fù)二極管IDD23E60。高頻變壓器鐵心選用ONL644020 超微晶合金，一二側(cè)匝比1 1.3∶。濾波電感、電容分別為400μH、20μF。感性負(fù)載L=15mH、R=40Ω。實(shí)驗(yàn)波形如圖7 所示?？梢钥闯?，高頻變壓器一二次電壓、雙向開關(guān)（S11）兩端電壓及矩陣變換器的輸出電壓（u10）均無(wú)電壓過(guò)沖毛刺。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果十分吻合，表明了新型解耦分時(shí)驅(qū)動(dòng)策略有效地克服了雙向開關(guān)的電壓浪涌。

圖7 實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experiment waveforms

5 結(jié)論

本文提出的高頻鏈矩陣式正弦波變換器雙向開關(guān)兩個(gè)門極解耦分時(shí)驅(qū)動(dòng)及常規(guī)的SPWM 控制策略，不需要檢測(cè)負(fù)載電流的極性，簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)。避免了負(fù)載電流過(guò)零點(diǎn)的畸變，實(shí)現(xiàn)了雙向開關(guān)安全自然換流，有效地克服了電壓浪涌；保留了常規(guī)單相逆變器的倍頻特性，有利于濾波網(wǎng)絡(luò)的小型化。仿真和實(shí)驗(yàn)都表明了分析的正確性和工程實(shí)現(xiàn)的可行性。對(duì)于超前功率因數(shù)的容性負(fù)載同樣可以得到滿意的效果，由于篇幅限制不便述及。總之，新型解耦分時(shí)驅(qū)動(dòng)及SPWM 策略為該類變換器大功率、實(shí)用化提供了依據(jù)。

[1]Tian Feng,Alatrash H,Kersten R,et al.A single-staged PV array-based high-frequency link inverter design with grid connection[C].IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications,2006:1451-1454.

[2]Ma Xianmin.Analysis and design of PDM converter with high fre-quency link for HEV drive system[C].IEEE International Power Electronics and Motion Control Conference 2006:1928-1931.

[3]Zhu Li,Zhou Keliang,Zhu Wenjie,et al.High frequency link single-phase grid-connected PV inverter[C].IEEE ISPEDGS,2010:133-137.

[4]Tang Difei,Li Lei.Analysis and simulation of push-pull three level AC-AC converter with high frequency link[C].14th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications,2009:3366-3371.

[5]Chen Daolian.Novel current-mode AC-AC converters with high-frequency AC link[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2008,55(1):30-37.

[6]De D,Ramanarayanan V.A proportional+multiresonant controller for three-phase four-wire high-frequency link inverte[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(4):899-906.

[7]Li Hui,Li Xiaobing,Hu Tianyou.Simulation of SPWPM high-frequency link inverter for EPS[C].Proceedings of IEEE Mechatronics and Automation,2008:1106-1110.

[8]吳勝華,鐘炎平,權(quán)建洲.高頻鏈矩陣式正弦波變換器研究[J].電力電子技術(shù),2010,44(9):11-13.Wu Shenghua,Zhong Yanping,Quan Jianzhou.Research on matrix sinu-soidal waveforms converter with high frequency link[J].Power Electronics,2010,44(9):11-13.

[9]De D,Ramanarayanan V.A DC-to-three-phase-AC high-frequency link converter with pensation for nonlinear distortion[J].IEEE Transaction on Industrial Electronics,2010,57(11):3699-3677.

[10]曹立威,吳勝華,張成勝,等.SPWM 諧波分析的一般方法[J].電力電子技術(shù),2002,36(4):62-65.Cao Liwei,Wu Shenghua,Zhang Chengsheng,et al.A general method of SPWM harmonic analysis[J].Power Electronics,2002,36(4):62-65.