基于高頻變壓器的背靠背級(jí)聯(lián)H橋型變換器

高志剛 冬 雷 李永東 鄭澤東

（1.北京理工大學(xué) 北京 100081 2.清華大學(xué) 北京 100084）

1 引言

級(jí)聯(lián)H 橋型變換器在6kV 及以上場(chǎng)合得到了廣泛應(yīng)用，該拓?fù)涓骷?jí)H 橋單元獨(dú)立，各級(jí)直流母線電壓被分別鉗位，系統(tǒng)穩(wěn)定可靠，模塊化程度高，因此在同等器件水平下，易于擴(kuò)展到更高電壓場(chǎng)合。目前基于級(jí)聯(lián)H 橋型變換器的產(chǎn)品，輸出電壓等級(jí)已達(dá)10kV，容量達(dá)數(shù)十兆伏安[1-5]。

目前傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)H 橋型變換器的缺點(diǎn)以及對(duì)其進(jìn)行的改進(jìn)主要集中在兩個(gè)方面：①采用三相不控整流橋產(chǎn)生各直流電壓，能量不能雙向流動(dòng)。針對(duì)該問(wèn)題，很多學(xué)者提出了采用可控整流橋的方案[6-8]，由此可以回收電機(jī)制動(dòng)過(guò)程中回饋的電能，提高電能利用效率。②傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)H 橋型變換器中，需要使用多繞組工頻移相變壓器，該變壓器體積大，重量大，成本高。若能省去或加以改進(jìn)，將會(huì)帶來(lái)顯著的經(jīng)濟(jì)效益。2003年意大利學(xué)者A.Dell Aquila 提出了一種級(jí)聯(lián)H 橋型變換器直接背靠背運(yùn)行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在省去工頻變壓器的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了能量雙向流動(dòng)，但其存在的問(wèn)題在于短路狀態(tài)太多，控制復(fù)雜[9]。相比而言，日本學(xué)者 Akagi H.提出的高頻變壓器[10-12]方案則獲得了更廣泛地認(rèn)可，很多單位的眾多學(xué)者都進(jìn)行了跟進(jìn)研究[13]。

本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基于高頻變壓器，其特點(diǎn)在于采用單一的多繞組高頻變壓器，在實(shí)現(xiàn)電氣隔離以避免短路狀態(tài)的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)各單元之間的功率傳輸，最終實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。

2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

圖1 所示為本文提出的基于高頻變壓器的級(jí)聯(lián)H 橋型背靠背結(jié)構(gòu)，以兩級(jí)級(jí)聯(lián)為例，其中單相電網(wǎng)電壓為ug，經(jīng)過(guò)電感L后直接與級(jí)聯(lián)H 橋型PWM整流器相連，整流器的兩輸出電壓分別用Udc1和Udc2表示，Udc1和Udc2經(jīng)過(guò)高頻H 橋1 和高頻H 橋2 后經(jīng)濾波電感與高頻變壓器相連。多繞組高頻變壓器的其余抽頭3、抽頭4 分別連接高頻H 橋3 和高頻H 橋4，整流后得到兩獨(dú)立的直流母線Udc3和Udc4。二者分別作為各H 橋的直流電源，級(jí)聯(lián)后向負(fù)載供電。

圖1 系統(tǒng)拓?fù)鋱DFig.1 Converter topology

變換器運(yùn)行過(guò)程中，首先將輸入側(cè)的高壓?jiǎn)蜗嘟涣麟娹D(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟?，由此產(chǎn)生多個(gè)直流電源，各直流電壓經(jīng)過(guò)高頻H 橋后，變換為高頻方波交流電壓，經(jīng)過(guò)高頻變壓器后，再由高頻H 橋轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟?，此時(shí)的多個(gè)直流電彼此電氣隔離，經(jīng)過(guò)常規(guī)H橋逆變后進(jìn)行串聯(lián)從而輸出高壓[14-17]。

本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用了級(jí)聯(lián)的思想，從而可以采用低壓開(kāi)關(guān)器件輸出高壓，廣泛用于高壓大容量場(chǎng)合，具有較好的應(yīng)用前景[14-17]。

圖1 所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以拓展為多級(jí)級(jí)聯(lián)，以N級(jí)級(jí)聯(lián)為例，此時(shí)高頻變壓器的繞組個(gè)數(shù)為2N。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有如下特點(diǎn)：

（1）輸入側(cè)通過(guò)濾波電感后直接與電網(wǎng)相連，省去了工頻變壓器，有利于降低系統(tǒng)體積、重量和成本。因此特別適合于對(duì)變換器體積重量要求嚴(yán)格的場(chǎng)合，如機(jī)車牽引，船舶推進(jìn)等[16-18]。

（2）高頻變壓器隔離了各直流母線，避免了環(huán)流和短路等問(wèn)題的出現(xiàn)。

（3）可以實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)，拖動(dòng)電機(jī)時(shí)可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)的四象限運(yùn)行，提高了電能的利用率和系統(tǒng)的運(yùn)行效率。

（4）輸出側(cè)可以采用級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)輸出高壓，也可以分別接不同負(fù)載，工作方式靈活。

（5）通過(guò)對(duì)各高頻H 橋單元進(jìn)行控制，可以調(diào)整各直流母線間的功率交換，有利于實(shí)現(xiàn)輸入、輸出側(cè)各電容之間的均壓控制，工作范圍寬。

變換器中的高頻變壓器完成能量的傳遞和電氣隔離兩個(gè)功能，變壓器各繞組的匝數(shù)相同，輸入電壓的峰值與各電容電壓相同。根據(jù)系統(tǒng)的功率等級(jí)，可以確定輸入電流，再根據(jù)磁心材料即可以確定變壓器的磁心和匝數(shù)，各繞組共享主磁通，因此變壓器的制作流程簡(jiǎn)單可靠。

3 系統(tǒng)控制策略

圖1 所示，變換器的輸入側(cè)為級(jí)聯(lián)H 橋型PWM整流器，各電容電壓的均壓控制由各高頻H 橋單元實(shí)現(xiàn)，因此整流器僅需控制各直流電容電壓之和即可。整流器的控制框圖分為內(nèi)外環(huán)，其中外環(huán)控制直流電容電壓之和，其輸出為輸入電流給定值，如圖2 所示。

圖2 整流器電壓外環(huán)控制框圖Fig.2 Capacitor voltage control diagram of rect ifier

整流器的電流內(nèi)環(huán)控制框圖如圖3 所示，由于此時(shí)電流給定值為交流量，為實(shí)現(xiàn)對(duì)交流信號(hào)的無(wú)靜差跟蹤，控制器選用比例諧振控制器，其表達(dá)式見(jiàn)式（1）。

圖3 整流器電流環(huán)控制框圖Fig.3 Current control diagram of rectifier

式中，KP和KR分別為比例環(huán)節(jié)和諧振環(huán)節(jié)的系數(shù)。

則系統(tǒng)的傳遞函數(shù)可以分別寫(xiě)成式（2）和式（3）。其中Rg表示輸入線路的等效電阻。

由式（3）中的閉環(huán)傳遞函數(shù)，繪制系統(tǒng)的零極點(diǎn)圖可知，系統(tǒng)的三個(gè)極點(diǎn)均位于左半平面，系統(tǒng)穩(wěn)定。由式（2）中開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖可知，系統(tǒng)在ω0處增益為無(wú)窮大，因此可以對(duì)頻率為ω0的信號(hào)實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤。

級(jí)聯(lián)H 橋型PWM 整流器的調(diào)制算法采用載波相移正弦脈寬調(diào)制，以兩級(jí)級(jí)聯(lián)為例，兩H 橋的載波相位相差90°，此時(shí)系統(tǒng)的等效開(kāi)關(guān)頻率可提高為原來(lái)的4 倍[15,18]。

為實(shí)現(xiàn)對(duì)各直流電容的均壓控制，需討論高頻H 橋單元工作狀態(tài)與功率傳輸?shù)囊?guī)律。由高頻H 橋單元與多繞組高頻變壓器構(gòu)成的系統(tǒng)的近似等效電路如圖4 所示，其中u1，u2，…，uN分別表示各高頻H 橋單元輸出的方波電壓。各濾波電感近似相同，用L1表示。

根據(jù)疊加定理，即可以求出圖4 中各電壓源的輸出電流和功率。例如電壓源u1發(fā)出電流i1可以由電壓源u1、u2作用時(shí)電壓源u1的電流i1-2、電壓源u1、u3作用時(shí)電壓源u1的電流i1-3等構(gòu)成。其中i1-1=0，于是有

同時(shí)有

圖4 近似等效電路拓?fù)鋱DFig.4 Equivalent circuit of high frequency H-bridge and transformer

由式（4）可以看出，以電壓源u1和u2構(gòu)成的電路為研究對(duì)象，則電路的等效電感為NL1，此時(shí)電壓源發(fā)出的電流為i1-2，變化規(guī)律如圖5 所示，其中θ12=θ1-θ2，為電壓源u1和u2的相位差。

由等效電路推導(dǎo)可知，電壓源u1輸出的平均功率與工作相位的關(guān)系見(jiàn)式（6）。

圖5 高頻電流變化規(guī)律Fig.5 Law of high frequency current variation

同理，以電壓源uj為研究對(duì)象，其發(fā)出的平均功率見(jiàn)式7，其中θji=θj-θi，為電壓源uj和ui的相位差，而i，j均為不大于N的自然數(shù)。

式中，N為高頻變壓器的繞組個(gè)數(shù)；L1為各高頻H橋的濾波電感；Udc表示各高頻H 橋直流電容電壓；ω為基波角頻率。

本文中各高頻H 橋單元工作于20kHz。

由式（7）可知，在-0.5π≤θji≤0.5π時(shí)，隨θj的增加，平均功率呈增加趨勢(shì)，此時(shí)控制θj即可控制電壓源uj的輸出功率從而控制電容電壓。

各高頻H 橋單元的電容電壓控制框圖如圖6 所示，圖中j=2，3，…，N，Udc-j表示第j個(gè)高頻H 橋單元的電容電壓，則表示電容電壓的給定 值。高頻H 橋單元1的工作相位設(shè)定為零。

圖6 各直流電容電壓控制框圖Fig.6 Capacitor voltage control diagram of high frequency H-bridge

通過(guò)對(duì)工作相位進(jìn)行控制，各直流電容電壓可以維持在設(shè)定值，負(fù)載側(cè)各H 橋單元逆變后進(jìn)行級(jí)聯(lián)，即可輸出期望的電壓，其調(diào)制策略同樣選擇載波相移PWM，提高輸出電壓的波形質(zhì)量，不再贅述。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)中采用TI 公司的F28335 型DSP 作為控制器，用以完成AD 采樣和計(jì)算功能。采用ALTERA生產(chǎn)的EPM1270 型CPLD 來(lái)產(chǎn)生PWM 信號(hào)，經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路后控制各開(kāi)關(guān)器件工作，二者通過(guò)數(shù)據(jù)總線和地址總線進(jìn)行通信。各H 橋單元的電容電壓設(shè)置為80V，開(kāi)關(guān)頻率為2kHz，電網(wǎng)輸入側(cè)濾波電感為10mH，高頻H 橋單元對(duì)應(yīng)的濾波電感為0.65mH。

圖7 所示為電網(wǎng)電壓ug與電流ig的波形，可以看出電網(wǎng)電流近似正弦，且與電網(wǎng)電壓保持同相位，表明電流環(huán)工作正常。

圖7 電網(wǎng)電壓與電流Fig.7 Grid voltage and current

圖8 所示為系統(tǒng)運(yùn)行過(guò)程中的電網(wǎng)電壓波形以及相應(yīng)的整流側(cè)輸出的電壓波形。電網(wǎng)電壓波形為50Hz 正弦波，由于各H 橋輸出的電壓為三電平，在采用了載波相移調(diào)制算法以后，兩級(jí)H 橋的輸出波形疊加后為五電平。實(shí)驗(yàn)波形與理論分析吻合。整流側(cè)輸出的電壓波形與電網(wǎng)電壓之差即為整流側(cè)濾波電感的端電壓。通過(guò)控制該電壓即可控制電感電流（即網(wǎng)側(cè)電流），控制框圖如圖3 所述。

圖8 電網(wǎng)電壓與整流側(cè)電壓Fig.8 Grid voltage and rectifier voltage

圖9 所示為運(yùn)行過(guò)程中各直流電容電壓波形，各電壓均穩(wěn)定維持在80V，驗(yàn)證了級(jí)聯(lián)H 橋型PWM整流器工作正常，且通過(guò)多繞組高頻變壓器對(duì)各直流母線實(shí)現(xiàn)均壓的方案正確可行。

圖9 各直流母線電壓波形Fig.9 Capacitor voltages of high frequency H-bridge

圖10 所示為各高頻H 橋單元的輸出電壓，其中波形1～波形4 分別對(duì)應(yīng)高頻H 橋單元1～單元4?？梢钥闯鰑1、u2相位近似相同，u3、u4相位近似相同，且u1、u2領(lǐng)先u3、u4，表明功率由u1、u2傳遞至u3、u4。各電壓幅值相同，表明各電容電壓在運(yùn)行過(guò)程中維持穩(wěn)定。

圖10 各高頻H 橋單元的輸出電壓Fig.10 Output of high frequency H-bridge

圖11 所示為負(fù)載側(cè)H 橋單元的輸出電壓和相加后的結(jié)果，其中波形1、波形2 分別表示H 橋單元3 和H 橋單元4的輸出電壓?？梢钥闯龆呔鶠檎襊WM 波，且由于采用了載波相移調(diào)制策略，二者相加后的波形為五電平。

圖11 H 橋單元（3、4）輸出的電壓及合成的電壓 Fig.11 Output of normal H-bridge converter

圖12 所示為負(fù)載電壓的諧波特性，可以看出最低此開(kāi)關(guān)頻率整數(shù)倍的諧波出現(xiàn)在8kHz 位置，系統(tǒng)的等效開(kāi)關(guān)頻率提高為原來(lái)的4 倍。

圖12 負(fù)載電壓的諧波特性Fig.12 Harmonics of output voltage

圖13 負(fù)載變化時(shí)各支流母線電壓Fig.13 Capacitor voltages with different load

圖13 所示為逆變器側(cè)兩H 橋的直流母線負(fù)載 突變時(shí)各直流電壓的動(dòng)態(tài)過(guò)渡過(guò)程波形?？梢钥闯?，在各模塊負(fù)載突然變化時(shí)，各直流母線電壓經(jīng)過(guò)短暫調(diào)節(jié)后仍可以維持于設(shè)定值，與理論分析一致。

5 結(jié)論

本文提出一種基于高頻變壓器的背靠背級(jí)聯(lián)H橋型變換器，分析了其控制策略，給出了相關(guān)的直 流母線電壓控制方法。通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到如下結(jié)論：

（1）采用級(jí)聯(lián)H 橋結(jié)構(gòu)，變換器的網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)均可以輸出高壓。

（2）通過(guò)對(duì)高頻H 橋單元進(jìn)行控制，可調(diào)整系統(tǒng)中的功率分布情況，保證各直流電壓穩(wěn)定運(yùn)行于設(shè)定值。

（3）系統(tǒng)結(jié)構(gòu)高度對(duì)稱，可實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，適合于有能量回饋的應(yīng)用場(chǎng)合，如機(jī)車牽引，礦井提升等。

（4）高頻變壓器的引入，省去了傳統(tǒng)的工頻變壓器，有利于節(jié)省系統(tǒng)的體積、重量和成本。

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