應用于儲能系統(tǒng)的隔離型雙向全橋直流 變換器的軟開關特性研究

黃珺，王躍，高遠

（西安交通大學 電氣工程學院，陜西 西安 710049）

1 引言

在當前全球能源危機日益嚴重的背景下，新能源受到人們越來越廣泛的關注。新能源發(fā)電，比如風力發(fā)電、光伏發(fā)電、潮汐能發(fā)電等等，在各國的發(fā)電量中占有的比例正在逐年增加。由于新能源大部分屬于間歇式能源，為了平滑輸出功率、削峰填谷、提高電能質量，儲能系統(tǒng)廣泛地應用于新能源發(fā)電中。此外，儲能技術也是電動汽車動力系統(tǒng)里的關鍵技術。動力電池或者超級電容等是電動汽車的動力來源，是電動汽車的重 要組成部分，所以儲能技術對電動汽車的性能起著越來越關鍵的作用。

儲能系統(tǒng)一般由兩大部分組成：由儲能元件（部件）組成的儲能裝置和由電力電子器件組成的功率轉換系統(tǒng)（PCS）。儲能裝置主要實現(xiàn)能量的儲存和釋放，常見的有蓄電池、超級電容、超導儲能以及飛輪等等；PCS 主要實現(xiàn)充放電控制、功率調節(jié)和控制等功能[1-4]。可見，對于PCS，功率的雙向流動是最基本的要求。當功率在直流母線和儲能裝置之間流動時，雙向直流變換器為核心的PCS 控制著功率的流動。雙向直流變換器就是直流變換器的雙象限運行，其輸入、輸出電壓極性不變，但輸入、輸出電流的方向可以改變，所以功率也是雙向流動的。按照是否具有電氣隔離的功能，雙向直流變換器分為非隔離型雙向直 流變換器和隔離型雙向直流變換器。在隔離型雙向直流變換器中，雙向全橋直流變換器（Dual Active Bridge，DAB）由于具有高功率密度、高電壓傳輸比、不需要額外的無源器件就能實現(xiàn)軟開關等優(yōu)點，得到了廣泛的關注。

2 雙向全橋直流變換器

DAB 的電路原理圖如圖1所示，兩個高頻H橋通過中間的高頻變壓器連接。H 橋的交流輸出分別為abv和cdv，通常情況下，高頻變壓器的勵磁電感遠大于漏電感，忽略勵磁電感，DAB 的等效電路如圖2所示[5]。

圖1 DAB 電路原理圖 Fig.1 Circuit schematic of DAB converter topology

圖2 DAB 的等效電路 Fig.2 Equivalent circuit of DAB converter

3 移相控制

3.1 工作原理

當vab和vcd為180°電角度的方波，并且兩個交流電壓之間存在φ角度的移相角，根據(jù)DAB的等效電路，這兩個電壓加在漏電感的兩端，工作波形如圖3所示。

圖3 移相控制下的工作波形 Fig.3 Waveforms of phase-shift control

由工作波形可以得到變壓器一次側的電流iL為

式中：n為高頻變壓器的匝比；fs為開關頻率。

以Pb=V12/(2πfsLs)為基準，進一步求得DAB 經(jīng)過標幺化后的輸出功率為：

式中：d為電壓傳輸比,d=nV2/V1。

從式（2）可以得到，當工作條件一定時，DAB 輸出功率的方向和大小由移相角φ確定。

3.2 軟開關特性

當開關管開通的時刻，如果此時實際導通的是與其反并聯(lián)的二極管，就能實現(xiàn)此開關管的零電壓開通（ZVS）。高頻功率電路中，軟開關的實現(xiàn)能減小器件的開關損耗和電磁干擾的產(chǎn)生，提高變換器的效率。根據(jù)開關管開通時刻的電流值，可以得到實現(xiàn)DAB 所有開關管ZVS 的條件，如表1所示。

表1 實現(xiàn)開關管ZVS 的條件 Tab.1 ZVS constraints for power devices

將式（1）代入表1所列的ZVS 條件中，得到移相控制下，實現(xiàn)所有開關管ZVS 的條件為

為了簡化問題的分析過程，只考慮功率從1V側向2V側傳輸，并且電壓傳輸比 1＜d的情況。將式（3）代入式（2）得到實現(xiàn)所有開關管ZVS 的功率范圍為

由式（4）可以看到，當DAB 工作在輕載時，有部分開關管不能實現(xiàn)零電壓開通，此時變換器的效率將降低。

4 單邊全橋脈沖寬度調制控制

單邊全橋脈沖寬度調制控制（Single H-Bridge PWM Control）可以將實現(xiàn)DAB 所有開關管ZVS 的功率范圍擴展到整個功率范圍[6-7]。

4.1 工作原理

單邊全橋PWM 控制時，一側全橋輸出交流電壓為180°電角度的方波，而一側全橋輸出交流電壓為具有一定占空比的方波。同樣地，只考慮功率從V1側向V2側傳輸，并且電壓傳輸比 1＜d的情況，其它情況具有相同的分析過程。當 1＜d時，vab是占空比為D1的方波，vcd為180°電角度的方波，此時具有兩種開關模式，工作波形如圖4所示。

從開關模式1 的工作波形得到變壓器一次側的電流Li為

進一步求得經(jīng)過標幺化后的輸出功率為

其中δ為vab和vcd的基波分量之間的移相角，與φ的關系可以由圖4a 中得到。

圖4 單邊全橋PWM 控制時的工作波形 Fig.4 Waveforms for single H-bridge PWM control

從開關模式2 的工作波形得到Li為

同樣地，根據(jù)電流表達式可以求得輸出功率為

式中：δ為abv和cdv的基波分量之間的移相角，與φ的關系可以由圖4b 中得到。

4.2 軟開關特性

根據(jù)（5）得到開關模式1 中開關管T1，T2，T6和T7開通時刻的電流值（以Ⅰb=V1/(2πfsLs)為基準，經(jīng)過標幺化后）：

在DAB 中，各波形都是關于半周期點負對稱，所以只需要分析半周期，另外一個半周期可以得到相同的結論。

將以上各式代入表1中的ZVS 條件，得到開關模式1 時實現(xiàn)所有開關管ZVS 的條件為

根據(jù)（6）得到開關模式2 中T1，T5，T8和T2開通時刻的電流值：

同樣地，將以上各式代入表1中的ZVS 條件，得到開關模式2 時實現(xiàn)所有開關管ZVS 的條件為

4.3 全功率范圍內的單邊全橋PWM 控制

由式（9）～式（11）得，取D1=d時，能同時滿足兩個開關模式下實現(xiàn)所有開關管的ZVS。

將D1=d代入（9）得到ZVS 的條件為

再將式（12）代入式（6）得到開關模式1在滿足ZVS 條件下輸出功率的范圍為

將D1=d代入式（10）和式（11）得到開關模式2 的ZVS 條件為：

再將式（14）代入式（8）中，得到開關模式2 在滿足ZVS 條件下輸出功率的范圍為

結合式（13）和式（15）可以看出，開關模式1 和開關模式2 之間的功率范圍是無縫銜接的，兩種開關模式下實現(xiàn)所有開關管ZVS 的功率范圍為

根據(jù)式（4），移相控制下實現(xiàn)所有開關管ZVS 的功率范圍由式（4）確定，所以要實現(xiàn)全功率范圍內所有開關管的ZVS，需要滿足：

進一步求得：

所以在設計主電路時，根據(jù)V1和V2的值，調整高頻變壓器的變比n，使d滿足要求。結合式（4）和式（16），DAB 中實現(xiàn)所有開關管ZVS的功率范圍就延展到整個功率范圍。

5 仿真結果

在Saber 仿真軟件里，搭建了DAB 的電路模型，主要的電路參數(shù)為：高壓側電壓120 V；低壓側電壓48 V；高頻變壓器變比2∶1，高頻變壓器折算到一次側漏感12μH，開關頻率100 kHz，高壓側開關管 SPW20N60S5，低壓側開關管IRFP4468PbF。

仿真時，功率從1V側流向2V側，電壓傳輸比d小于1。當輸出功率為300 W 時，仿真波形見圖5所示，圖5a 為移相控制下的波形，圖5b 為單邊全橋PWM 控制的波形，每組波形中包括1V側全橋輸出交流電壓abv，2V側全橋輸出交流電壓折算到一次側電壓 'cdv，變壓器一次側電流Li，1V側輸入直流電流和2V側輸出直流電流。在這個功率等級下，單邊全橋PWM控制時，DAB 工作在開關模式1。測得移相控制時的效率為87%，單邊全橋PWM 控制時的效率為93.48%。

圖5 輸出功率為300 W 時的工作波形 Fig.5 Waveforms under 300 W-load

當輸出功率為700 W 時，仿真波形如圖6所示，圖6a 為移相控制，圖6b 為單邊全橋PWM控制。

圖6 輸出功率為700 W 時的工作波形 Fig.6 Waveforms under 700 W-load

這個功率等級下，單邊全橋PWM 控制時，DAB 工作在開關模式2。測得移相控制時的效率為 92.04%，單邊全橋 PWM 控制時的效率為94.16%。

從仿真結果可以得出，在單邊全橋PWM 控制下，變換器的效率顯著提高，尤其是在輕載時。

6 結論

本文首先分析了DAB 在移相控制下的工作原理和軟開關特性。在移相控制下，功率的傳輸方向和大小由移相角控制，操作起來非常簡單。但是在輕載的情況下，DAB 會失去零電壓開通，此時開關損耗增加，變換器的效率降低。為了將實現(xiàn)所有開關管ZVS 的負載范圍延展到整個功率范圍，單邊全橋PWM 控制被提出。通過在一側全橋引入PWM 控制，實際上是增加了一個控制維度，以達到全功率范圍實現(xiàn)ZVS 的目標。本文分析了單邊全橋PWM 控制的工作原理和軟開關特性，并且確定了占空比的選取原則。最后，在Saber 里搭建了仿真電路，通過仿真驗證了，應用單邊全橋 PWM控制，變換器的效率明顯提高。

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