推挽正激DC/DC變換器的研究與實(shí)現(xiàn)

馮冬青 申曉波 汪兆財(cái)

(鄭州大學(xué)電氣工程學(xué)院，河南 鄭州 450001)

0 引言

開關(guān)型DC/DC變換器采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)，其功耗小，效率高，轉(zhuǎn)換效率可達(dá) 70% ～95%［1］。目前，常用于DC/DC變換的推挽式變換器存在兩個(gè)難以克服的問題:①開關(guān)管電壓尖峰高;②高頻變壓器鐵心偏磁。這給開關(guān)器件參數(shù)選擇以及變壓器的繞制提出了很高的要求，增加了系統(tǒng)產(chǎn)品的成本。而正激式DC/DC變換器存在高頻變壓器單向磁化、利用率低等問題，且為防止變壓器磁芯飽和，需附加去磁電路，電路設(shè)計(jì)較復(fù)雜［2］。

針對(duì)上述問題，本文設(shè)計(jì)了利用推挽正激技術(shù)的DC/DC變換器。該變換器在綜合了推挽式變換器和正激式變換器優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，又有效克服了兩種變換器所固有的缺點(diǎn)［3］。整個(gè)電路系統(tǒng)體積小，設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，無需附加過多外圍元件，即可實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品的低成本、高效率。

1 推挽正激電路工作原理分析

推挽正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相似，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 推挽正激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 The push-pull positive excited topological structure

圖1中:Uin為直流輸入電源;Q1、Q2為主功率電路開關(guān)管;NP1、NP2為變壓器原邊兩繞組，NP1=NP2;變壓器副邊是由D1、D2組成的全波整流電路;濾波電路由電感Lf和電容Cf組成;RL為負(fù)載。由圖1可知，推挽正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在傳統(tǒng)推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，在原邊的兩個(gè)繞組和兩個(gè)開關(guān)管之間串聯(lián)了鉗位電容CC。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，電源Uin，變壓器兩原邊繞組NP1、NP2以及鉗位電容CC組成回路。若忽略變壓器漏感，則變壓器原邊兩繞組電壓之和為零，鉗位電容CC兩端的電壓為Uin。當(dāng)電路工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，無論其中哪一個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，鉗位電容CC都和變壓器原邊一繞組并聯(lián)，電容CC兩端的電壓總是上正下負(fù)，且約等于輸入電壓Uin。由基爾霍夫定律可知，由電源Uin、開關(guān)管Q1/Q2以及電容CC構(gòu)成的回路中有:

式中:UQ1、UQ2為開關(guān)管Q1、Q2的漏源極壓降。

由于開關(guān)管漏源極壓降UQ1，2≥0(等于零的情況僅在漏源極承受電壓反偏時(shí)發(fā)生)，工作狀態(tài)時(shí)開關(guān)管所承受的最大電壓應(yīng)力為2Uin，因此鉗位電容的加入有效抑制了開關(guān)管關(guān)閉時(shí)電壓尖峰高的問題。此外，推挽正激電路僅采用無損吸收元件電容。與傳統(tǒng)的推挽電路中采用RCD(resistance capacitance diode)吸收回路相比，推挽正激的無損吸收電路在抑制尖峰電壓的同時(shí)，也參與能量的轉(zhuǎn)換，提高了工作效率［4］。

推挽正激電路中鉗位電容CC是浮動(dòng)的。假如電路中任一支路繞組N1出現(xiàn)偏磁時(shí)，存在其漏感中的多余能量將通過回路轉(zhuǎn)移給鉗位電容CC;而另一支路繞組N2中的漏感能量較少，使得鉗位電容對(duì)N1的去磁效果明顯優(yōu)于N2，從而保證變壓器磁通在兩個(gè)半周期內(nèi)具有相等的伏秒數(shù)和磁芯的雙向?qū)ΨQ磁化，有效抑制了傳統(tǒng)推挽式電路中由于兩個(gè)支路中開關(guān)器件參數(shù)不完全一致、脈沖寬度不等等因素而產(chǎn)生的磁芯偏磁現(xiàn)象。推挽正激變換器屬于二階系統(tǒng)，相比其他四階拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的系統(tǒng)，它的控制相對(duì)簡(jiǎn)單且瞬態(tài)響應(yīng)更快，特別適合于低壓大電流的場(chǎng)合［5］。

2 推挽正激式變換器的設(shè)計(jì)

變換器設(shè)計(jì)參數(shù)為:輸入電壓標(biāo)稱值為直流電壓96 V，電壓范圍80～115 V，輸出直流電壓12 V，最大輸出功率500 W，工作頻率25 kHz。

2.1 主功率電路的設(shè)計(jì)

控制芯片采用美國(guó)硅通用半導(dǎo)體公司推出的新一代集成PWM控制芯片SG2525。SG2525芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)及其引腳功能如圖2所示。

圖2 SG2525內(nèi)部結(jié)構(gòu)及引腳功能Fig.2 Internal structure and pin functions of SG2525

SG2525是一種性能優(yōu)良、功能齊全及通用性強(qiáng)的單片集成PWM控制芯片，具有可調(diào)整的死區(qū)時(shí)間控制、外部同步、軟啟動(dòng)、欠壓鎖定等功能，特別適用于驅(qū)動(dòng)MOS功率管。

芯片內(nèi)部振蕩器的振蕩頻率由外接振蕩電阻Rt、振蕩電容Ct以及死區(qū)電阻Rd決定。振蕩器頻率與Rt、Ct和 Rd的關(guān)系式為:

電路選取 Ct=5.6 nF、Rt=4.7 kΩ、Rd=100 Ω，代入振蕩頻率公式得:

計(jì)算得到振蕩器的輸出頻率f≈50 kHz，則PWM的輸出頻率為25 kHz。SG2525接通正常工作電壓后，軟啟動(dòng)過程如下:控制芯片8腳需外接電容C，由內(nèi)置50 μA電流源緩慢對(duì)其充電，電容充電對(duì)PWM比較器和PWM鎖存器的輸出產(chǎn)生影響，同時(shí)對(duì)兩個(gè)或非門的輸出脈沖產(chǎn)生影響，其結(jié)果是使輸出脈沖由窄緩慢變寬，只有電容C充電結(jié)束后，脈沖寬度才不受其影響。至此即完成控制芯片的軟啟動(dòng)，電路開始工作［6］。

開關(guān)管是DC/DC變換器的關(guān)鍵器件。開關(guān)管的最大耐壓為最大輸入電壓、漏源間最大電壓以及漏感造成的尖峰電壓之和。根據(jù)上述對(duì)鉗位電容抑制尖峰電壓的分析，結(jié)合本設(shè)計(jì)的最大輸入電壓值115 V，考慮選用導(dǎo)通電阻小、寄生電容小的開關(guān)管，最終設(shè)計(jì)采用了IXYS公司的IXTQ50N25T開關(guān)管，滿足設(shè)計(jì)需求。IXTQ50N25T開關(guān)管主要參數(shù)如表1所示。

表1 開關(guān)管IXTQ50N25T參數(shù)Tab.1 Parameters of switching transistor IXTQ50N25T

鉗位電容選取的大小直接關(guān)系電壓尖峰抑制的效果。若選取的電容值過大，其電壓變化小，會(huì)影響抑制效果;若選取過小，電壓波動(dòng)較大，會(huì)影響到電路的正常工作模態(tài)。實(shí)際選取遵循如下公式:

式中:ΔUCc為鉗位電容電壓UCc工作中的變化量，一般選取 ΔUCc≤10%UCc［7］;D 為占空比。

2.2 高頻變壓器的設(shè)計(jì)

在推挽正激變換器設(shè)計(jì)中，高頻變壓器主要完成儲(chǔ)能、變壓、傳遞能量等工作。高頻變壓器設(shè)計(jì)是DC/DC變換器設(shè)計(jì)中的難點(diǎn)之一。設(shè)計(jì)變壓器是一個(gè)復(fù)雜的過程，設(shè)計(jì)的合理性直接影響到電源效率和系統(tǒng)穩(wěn)定性等。

本文將詳細(xì)介紹變壓器設(shè)計(jì)過程及其關(guān)鍵參數(shù)的計(jì)算。高頻變壓器的設(shè)計(jì)主要包括選擇磁芯材料、磁芯型號(hào)、幾何形狀，確定最大磁通密度、初次級(jí)線圈匝數(shù)比以及銅線規(guī)格等。

2.2.1 磁芯的選擇

變壓器的設(shè)計(jì)首先從磁芯的選擇開始，磁芯的體積必須滿足總輸出功率的要求。磁芯的最大輸出功率由工作頻率、磁通密度擺幅、磁芯面積、骨架窗口面積以及各繞組的電流密度決定。這些參數(shù)相互關(guān)聯(lián)，選取的原則是盡量減小變壓器的尺寸和減少溫升。根據(jù)上述參數(shù)計(jì)算出最大輸出功率，如果輸出功率不足，則重新選擇更大尺寸的磁芯，如此重復(fù)計(jì)算，直到輸出功率滿足要求。

由典型的鐵氧體磁芯材料的磁滯回線特性可知，當(dāng)磁通超過±2000 G時(shí)，鐵氧體磁芯的磁滯回線將進(jìn)入彎曲部分，最好將磁通限制在該點(diǎn)以下。本設(shè)計(jì)為防止磁芯在動(dòng)態(tài)時(shí)飽和，保留了較寬的裕度，將最大磁通密度限制在±1600 G。取變壓器原副邊導(dǎo)線的電流密度J=400 A/cm2，設(shè)變壓器的效率 η=0.9、變壓器的窗口系數(shù)K=0.4，則磁芯的計(jì)算面積積WaAc為:

式中:KT為電路拓?fù)湎禂?shù)。其計(jì)算公式如下:

查詢變壓器磁芯數(shù)據(jù)參數(shù)表，選取EE55鐵氧體磁芯，中心柱截面積 Ae=3.54 cm2，窗口截面積 Aw=2.8 cm2，則其功率容量積:

由式(8)可知，AP＞W(wǎng)aAc，可見選取 EE55鐵氧體磁芯留有較大的裕量，滿足輸出功率設(shè)計(jì)的要求。

2.2.2 繞組匝數(shù)的選擇

原邊繞組開關(guān)管的最大開通時(shí)刻Ton在最低輸入電壓和最大負(fù)載時(shí)發(fā)生。本設(shè)計(jì)中，選取最大占空比D=0.9。原副邊繞組匝數(shù)比計(jì)算公式為:

對(duì)于大電流、低電壓輸出的變換器，考慮次級(jí)Us壓降后仍有正常的Uo輸出。將次級(jí)輸出電壓Us設(shè)為1.1Uo，設(shè)開關(guān)管導(dǎo)通期間導(dǎo)通壓降Uce=1 V，次級(jí)采用肖特基(Schotttky)二極管整流，取正向壓降Ud=0.5 V。則變壓器原副邊匝數(shù)比:

常溫下的穿透深度為:

考慮到集膚效應(yīng)，選定導(dǎo)線線徑時(shí)，遵循導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度的原則，原副邊選用Φ=0.83的漆包線(裸線截面積為0.5411 mm2)多股纏繞。

2.2.3 窗口系數(shù)核算

核算磁芯窗口填充系數(shù):

顯然K'＜K，說明計(jì)算參數(shù)符合設(shè)計(jì)要求［8］。

推挽正激變換器主功率電路采用負(fù)反饋的控制方式。設(shè)計(jì)的主功率電路圖如圖3所示。

圖3 主功率電路Fig.3 Main power circuit

設(shè)計(jì)采用TL431和PC817組成環(huán)路動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。加入反饋環(huán)后主功率電路工作原理如下:當(dāng)SG2525芯片的工作電壓達(dá)到導(dǎo)通門檻電壓時(shí)，SG2525芯片輸出脈沖，電路開始工作。兩個(gè)開關(guān)管交替開通和關(guān)斷，通過高頻變壓器將電壓耦合輸出到次級(jí)繞組上，高頻脈沖電壓再經(jīng)過全波整流電路輸出直流電壓。反饋電壓經(jīng)過TL431和PC817組成的隔離反饋電路分壓、采樣后，輸入到誤差放大器與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，以此調(diào)節(jié)SG2525芯片的占空比，從而使輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定的狀態(tài)。

2.3 輔助電路設(shè)計(jì)

為防止變換器工作發(fā)生異常，變換器設(shè)計(jì)了過流保護(hù)、過壓保護(hù)和過熱保護(hù)。設(shè)計(jì)思想是:首先用取樣的電壓、電流、溫度值與設(shè)定的保護(hù)閾值進(jìn)行比較，當(dāng)超過設(shè)定的閾值時(shí)，比較器輸出高電平;然后將高電平接到SG2525的保護(hù)輸入端(管腳10)，進(jìn)而封鎖芯片驅(qū)動(dòng)輸出。以過熱保護(hù)為例，熱敏電阻選取負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻KSD-01F，電阻采用接觸感溫式安裝時(shí)，使其金屬蓋面貼緊變換器底座散熱板，為確保感溫效果，在感溫表面涂上導(dǎo)熱硅脂。過熱保護(hù)電路如圖4所示。圖4中:R3=R4。常溫下，熱敏電阻、R2、運(yùn)放U1構(gòu)成滯環(huán)比較器。正常工作時(shí)熱敏電阻阻值較大，運(yùn)放輸出為零;當(dāng)溫度上升到設(shè)定值時(shí)，運(yùn)放U1輸出高電平送至SG2525的保護(hù)輸入腳，關(guān)斷脈沖輸出。

圖4 過熱保護(hù)電路Fig.4 Overheat protection circuit

3 試驗(yàn)測(cè)試結(jié)果和分析

依據(jù)上述分析，試制了一臺(tái)基于推挽正激技術(shù)的DC/DC變換器樣機(jī)，并對(duì)樣機(jī)系統(tǒng)的性能進(jìn)行了測(cè)試。試驗(yàn)條件:中航鋰電磷酸鐵鋰96 V 70AH動(dòng)力電池組作為輸入電壓，單體電池型號(hào)SE70AHA，額定輸出電壓96 V，實(shí)測(cè)放電電壓范圍為84～108 V;DC/DC變換器工作頻率為25 kHz，輸出電壓為12 V，最大輸出功率為500 W;選取鉗位電容CC=33 μF;開關(guān)管采用IXTQ50N25T芯片;高頻變壓器采用 EE55磁芯，PC40材質(zhì);原邊電感Ln=5.3 mH;整流肖特基二極管采用MBR5060WT;輸出濾波電感 L1=22 μH;電容 C29=C30=2200 μF。當(dāng) DC/DC 變換器輸入電壓分別為85 V、96 V、105 V時(shí)，對(duì)應(yīng)不同功率下的效率分布曲線圖如圖5所示。

圖5 變換器效率分布曲線Fig.5 The distribution curves of converter efficiency

由圖5可知，輸出功率為300 W時(shí)，最高效率可達(dá)91.8%，在輸入額定電壓96 V時(shí)的滿載效率為90.7%，與市場(chǎng)上的同類推挽變換器相比，效率提高約5%，這主要得益于推挽正激電路鉗位電容CC的無損吸收技術(shù)。相比傳統(tǒng)推挽電路采用的RCD有損吸收電路，推挽正激的無損吸收電路在開關(guān)管關(guān)閉時(shí)，為高頻變壓器的漏感能量提供了釋放回路，有效抑制了開關(guān)管電壓尖峰，減小了開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，從而提高了變換器的效率;同時(shí)有效抑制了高頻變壓器直流偏磁現(xiàn)象，使得系統(tǒng)器件在選擇范圍上更廣泛，降低了整個(gè)系統(tǒng)產(chǎn)品成本。

4 結(jié)束語

本文分析了推挽正激電路的工作原理，分析設(shè)計(jì)了主功率電路，同時(shí)詳細(xì)闡述設(shè)計(jì)了推挽正激電路的高頻變壓器，并加以輔助電路的分析，完成了整個(gè)推挽正激變換器的研究與設(shè)計(jì)。試驗(yàn)結(jié)果表明，該變換器有效克服了傳統(tǒng)推挽電路開關(guān)管電壓尖峰高、直流偏磁嚴(yán)重等問題，具有功率變換效率高、外圍器件少、占用PCB體積小、成本低廉等優(yōu)點(diǎn)。

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