基于SSL4101T的Boost-Flyback電源設計

時金林，沈錦飛

(江南大學物聯(lián)網工程學院，江蘇無錫214122)

LED照明是近些年來發(fā)展尤為迅速的新能源產業(yè)。而應節(jié)能環(huán)保以及電網低污染的要求，針對傳統(tǒng)LED驅動電源轉換效率及功率因數不高的問題［1］，引入了以SSL4101T芯片為控制核心的兩級APFC電路驅動電源，其輸入網側THD低、PF值高，且輸入電壓范圍較寬，因而適用于各種中小功率范圍［2-3］。SSL4101T控制芯片集成了功率因數校正控制器和反激控制器，兩個控制器皆能夠使得對應級電路中的開關器件實現(xiàn)波谷/零電壓切換即準諧振運行，電源主電路的開關損耗達到最小化;此外芯片內部也配置了各種檢測保護功能電路;芯片外圍系統(tǒng)結構簡單?；谠摽钚酒膬杉塀oost-Flyback電路設計，使得LED驅動電源變得更高效可靠。

1 Boost與Flyback拓撲簡介

圖1(a)(b)分別對應兩級APFC電路中前級Boost與后級Flyback變換器的拓撲結構［4］。其中，Uin為市電經過不控整流與高頻濾波之后得到的脈動直流電壓;U1作為Boost電路的輸出電壓，同時也是Flyback電路的輸入電壓，以此實現(xiàn)兩級電路間的銜接;Uout表示兩級電路的最終輸出電壓。

圖1 兩級APFC電路拓撲組成結構Fig.1 Topology structure of bipolar APFC circuit

由于變換電路工作于高頻開關狀態(tài)下，因此分析單個或數個開關周期內的工作狀態(tài)時，輸入側電壓Uin可以視為恒定直流電壓。Boost電路除升壓作用以外，也具有較好的功率因數校正(PFC)功能［5-6］。本電源的前后級電路都設計成臨界導通工作模式(BCM)，圖2(a)對應Boost電路的各關鍵理論工作波形，ugs1、uds1為Q1的驅動信號與電壓應力;iL為升壓電感通過的電流;uD1為二極管的耐壓。圖2(b)為Flyback電路的相關理論工作波形，ugs2、uds2及ids2為Q2的驅動信號與電壓電流應力，uD2為輸出側整流二極管的耐壓。依據此工作模態(tài)設計電路。

圖2 兩級電路理論工作波形Fig.2 Theoretical waveform s of bipolar APFC circuit

2 主電路結構設計

圖3示出了以SSL4101T控制芯片為核心的兩級 Boost-Flyback 電源電路結構［7］。SSL4101T 是NXP公司的Green ChipⅢ+開關電源控制芯片，該芯片有16個引腳，內置相互獨立的Boost控制器與Flyback控制器，集成度高。

圖3 主電路原理結構圖Fig.3 Main circuit princip lechart

系統(tǒng)上電之初，芯片VINSENSE引腳7檢測到有輸入電壓之后，Vcc引腳1上的電容便通過來自HV引腳16上的高電壓充電。當至啟動電壓且Flyback變換器的輸出電壓達至額定輸出電壓之后，芯片供電將由輔助繞組提供。而一旦Flyback變換器啟動，F(xiàn)BCTRL引腳3電壓就會被檢測。

3 主電路元器件參數選型設計

設計制作輸出功率100 W，輸出電流350 mA，效率指標為0.92的兩級式開關電源，重點對電路中的關鍵元器件進行參數設計與型號選擇。

3.1 Boost拓撲電路設計

如圖4所示，Boost級PFC升壓電路中有4個點連接至芯片內部，電路將工作于臨界導通準諧振模式。其中，升壓電感L1中輔助繞組上的PFCAUX引腳8對升壓電感的電壓信號進行去磁過零檢測，以確保通過芯片的波谷檢測使得功率管能夠在波谷進行零電壓開關(ZVS)切換，減少開關損耗與EMI，該引腳與繞組之間需串入電阻，防止因過大的應力導致芯片燒壞，可設置R1=5 kΩ;PFCDRV引腳12為開關管驅動信號的輸入端口;由R6、C3構成的RC網絡通過PFCSNS引腳11能夠實現(xiàn)該級電路的軟啟動及軟關斷，此外由R7檢測到開關管的電流，當出現(xiàn)過電流時會關斷驅動;VOSNS引腳9檢測端口主要實現(xiàn)該級電路輸出的過壓保護以及開路、短路保護，調節(jié)R8實現(xiàn)不同的電壓輸出。本電源設計中設定前級輸出直流電壓U1=400 V。

圖4 前級Boost PFC電路設計Fig.4 Design of preceding stage Boost PFC circu it

開關管Q1導通階段，Uin全部加在電感L1上，其電流線性增加，二極管D1截止。令開關管驅動脈沖的占空比為D1，開關頻率為f1，至開關管關斷瞬間，電感電流iL1達到峰值iL1－max。此階段有

開關管Q1關斷后iL1通過二級管D1向輸出側流動，電源和電感向輸出側提供能量，電感電流iL1線性下降至0，此階段對于升壓電感有電流增減相等，故電壓增益U1/Uin=1/(1－D1)。

若網側輸入電壓電流有效值分別為Vac、Iac，輸入功率為Pin，則綜合輸入側的整流濾波電路后可以得出，進而計算升壓電感

開關管以及二極管的最大電壓應力為:

3.2 Flyback拓撲電路設計

電源后級Flyback變換器電路如圖5所示，其輸出側采用了倍壓半波整流結構。

圖5 后級Flyback電路設計Fig.5 Design of backward stage Flyback circuit

該級電路原邊繞組中的HV引腳16會對電壓信號過零檢測而使得開關管Q2波谷/零電壓開通。原邊電流峰值ip-max直接決定了功率輸出量Po，而開關管的工作頻率f2也伴隨輸出功率Po大小產生變化，具體f2—Po曲線如圖6所示。

圖6 Flyback運行模式f2—P o曲線Fig.6 f2—P o curve of Flyback operation m odes

可以看出，后級的輸出功率也對前級PFC電路有影響，小功率輸出即原邊電流較小時，PFC電路不再工作。作者研究的電源處于“PFC on”以及準諧振模式下。芯片由FBSNS引腳10與FBCTRL引腳3的檢測，進而確定后級電路將工作于何種模式下，該引腳也將對原邊過電流檢測，從而觸發(fā)相應的保護動作。FBDRV引腳13產生Flyback級開關管的驅動信號，通過FBAUX引腳4實現(xiàn)對電路去磁以及輸出過壓、過功率檢測。

開關管Q2開通時，電壓U1加在原邊繞組Wp上，副邊整流二極管D6、D7截止，負載由濾波電容C6、C7提供。此階段Wp等同于電感LWp，其電流ip與磁通Φ都線性增加，至開關管關斷瞬間時ip到達峰值ip-max，存在關系

式(7)中，D2代表后級開關管驅動脈沖占空比，此階段中繞組線圈磁通變化量

開關管Q2關斷后，原邊開路且副邊繞組的感應電勢反向，此時二極管D2導通，副邊繞組Ws向負載提供能量，此階段Ws也等同為一個電感LWs，副邊繞組電流is及磁通Φ從最大值線性下降至0時，此階段結束。

變壓器充磁與去磁量相等ΔΦ+=ΔΦ－，得

以上過程中，開關管的峰值電壓為

副邊整流二極管承受最大反向電壓

式(13)中n為匝比，Vp-spk、Vs-spk為原副邊尖峰電壓。

3.3 Flyback高頻變壓器設計

已知開關電源輸出功率為Po，F(xiàn)lyback原邊工作頻率為 f2，開關管最大占空比為 D2-max［8］。

3.3.1 磁芯選擇 磁芯材料選擇MnZn鐵氧體，Ac表示磁芯截面，其最大磁通密度Bm，Ui-max、Ui-min分別代表原邊最大和最小輸入電壓。

3.3.2 原副邊繞組匝數計算 令原邊對副邊的反射電壓為Vset，則原副邊的匝比為n=Ui/Vset，當輸入電壓Ui=Ui-min且負載最大時，占空比D=Dmax，得原邊匝數

故而副邊繞組匝數Ns=Np/n。

3.3.3 原邊繞組峰值電流ip-max及感量Lp計算

3.4 功率元器件參數計算與選型

變壓器的效率指標擬定為0.98，將設計指標帶入以上公式(1)—(16)，可以得到以下結果:

Boost電路電感L1=463μH，經權衡以400μH感量繞制;開關管應力 uds1-max=400 V，ids1-max=iD1-max=3.4 A，二極管電壓應力 uD1-max=400 V，故Boost PFC級電路開關管選TK13A60D型MOSFET，其最高耐壓600 V，最大導通電流13 A;二極管選擇MUR460;C1選擇100μF/500 V的鋁電解電容。Flyback電路中變壓器原邊感量Lp=750μH，原邊匝數為45匝，副邊為兩個繞組并聯(lián)輸出，各繞49匝;開關管的電壓電流應力 uds1-max=608.3 V，ids1-max=0.43 A，整流管最高電壓uD6-max=uD7-max=282.2 V，故選擇8N80L型號MOSFET，其最大導通電流為8 A，最高耐壓800 V，兩個整流二極管選擇HER308，C6與C7是33μF/200 V的鋁電解電容。

4 雙環(huán)控制器設計

圖7為雙環(huán)控制器結構圖。反饋回路采用兩個回路，一個是電流環(huán)，控制輸出電流，使之在輸出電壓范圍內保持恒定;另一個是電壓環(huán)，防止輸出開路時輸出電壓過高而損壞電路。

圖7 雙環(huán)PI控制器Fig.7 Controller of double PIloops

電源正常工作時，由電流環(huán)控制;空載時才進入電壓環(huán)。電源副邊的芯片AP4310是一個雙運放且自帶2.5 V基準的芯片。芯片內兩個運放分別作用于電壓環(huán)和電流環(huán)，兩個反饋環(huán)路都采用了傳統(tǒng)PI調節(jié)器的結構。引腳3給電壓環(huán)提供2.5 V電壓基準，再通過采樣電阻分壓后，將作為電流環(huán)的電壓基準，從而設定輸出恒流值進入引腳5。Uout、Is分別為采集的電壓、電流取樣信號。電壓環(huán)和電流環(huán)的切換通過對應二極管實現(xiàn)。當輸出電壓或電流滿足一定條件時，對應的環(huán)將被激活，相應電路內部二極管陰極會被拉低，此時該運放支路將會被接入到整個系統(tǒng)中，而另外一個環(huán)路則不起作用［9］。

5 樣機試驗

試制了恒流350 mA的100W樣機，輸入電壓范圍是70～305 V，在給電源樣機上220 V交流電后，測出開關管的應力波形如圖8(a)(b)所示。圖8(c)為反激開關管Q2在輸入電壓至波谷時開通的情景，圖8(d)是整流二極管的電壓應力及輸出電流紋波。輸出為滿載286 V的LED電光源，測試儀器顯示出樣機的功率因數達到0.975，整機效率為92%，輸出電流紋波系數控制在0.5% 以內，且電源具有較好的線性調整率。

圖8 實驗波形Fig.8 Experimental waveforms

6 結語

作者研制了基于SSL4101T控制芯片的開關電源，給出芯片的外圍設計電路，分析了兩級變換電路的工作過程并推導出重點元器件的應力參數公式，同時給出磁性元器件的設計依據。樣機調試結果證明，該方案滿載時輸出電流紋波小，性能穩(wěn)定。此外，EMI測試及高低溫開機也較順利，系統(tǒng)功率因數及整機效率都能夠實現(xiàn)預期目標。整個設計方案有很好的推廣價值與實用意義。

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