試論獨占加共享的頻譜劃分模式

吳樂南

(東南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 南京 210096)

引 言

目前普遍采用的頻譜管理模式可追朔到20世紀(jì)初，當(dāng)時認(rèn)為頻譜是有限的自然資源，為了避免相互干擾，必須通過政府行為將其劃分成很多小頻段分配給不同需求的用戶獨占. 香農(nóng)、Nyquist按照理想矩形帶寬所導(dǎo)出的信道容量和2 Baud/Hz的單位頻譜利用率理論極限，即與這種矩形頻譜劃分相適應(yīng). 隨著頻譜資源的日益緊缺，矩形獨占式頻譜劃分的低效備受關(guān)注.美國奧巴馬指出目前這種頻譜短缺現(xiàn)狀已嚴(yán)重影響到美國國家技術(shù)創(chuàng)新能力的發(fā)揮，并在2010年6月特別簽署了名為“發(fā)動無線寬帶革命”的總統(tǒng)備忘錄，督促盡快制訂開放500 MHz頻譜給無線寬帶業(yè)務(wù)的時間表[1]. 許多西方發(fā)達(dá)國家如英國等，也都采取積極措施，開放頻譜，促進創(chuàng)新. 我國也有相應(yīng)舉措.

而提高信息傳輸體制本身的頻譜利用率和能量利用率，應(yīng)該是解決頻譜短缺和電磁污染的治本之策. 但是，豐富人類認(rèn)知需完備基礎(chǔ)理論體系，創(chuàng)立全新體制需突破傳統(tǒng)理論框架，發(fā)展綠色通信需提升基本物理層性能，規(guī)劃頻譜改革需應(yīng)對技術(shù)創(chuàng)新挑戰(zhàn). 為此本文將針對超窄帶(Ultra Narrow Band, UNB)調(diào)制類似正弦波的信號特征以及我們的研究進展，提出超窄“頻譜樹”獨占加較寬“頻譜草”共享的非矩形頻譜劃分模式，歸納值得探索的研究方向，為解決頻譜需求提供理論和技術(shù)思路.

1 現(xiàn)行矩形頻譜劃分的局限性

1.1 與工程現(xiàn)實不一致

由于矩形頻響的理想濾波器不可實現(xiàn)，故鄰帶間干擾總是存在，只是根據(jù)頻帶劃分必須低于一定門限，因而理論上的矩形頻譜劃分與實際上的工程帶寬定義并不一致[2].傳統(tǒng)的用戶獨占頻譜管理模式，某種意義上也是一種頻譜共享方式，只不過對不同用戶帶內(nèi)外輻射功率有不同要求.

1.2 難以容納新體制

根據(jù)由理想矩形帶寬導(dǎo)出的經(jīng)典信道容量

C=Blog2(1+SNR),

(1)

能量效率的極限(帶寬B趨于無窮大)啟示了時域的沖激函數(shù)波形和頻域的白噪聲功率譜，奠定了脈沖超寬帶(Impulse Radio-Ultra Wide Band, IR-UWB)技術(shù)的理論框架；而頻譜效率的極限(帶寬B趨于零)則啟示了時域的正弦波形和頻域的沖激線譜，理應(yīng)對偶地建立所需信噪比(Signal to Noise Ratio, SNR)無窮大的超窄帶技術(shù)的理論框架，無奈純正弦波不攜信息，而對正弦載波的任何微小數(shù)字調(diào)制，理論上都會使其頻譜無窮展寬. 因而，欲容納“類正弦”調(diào)制信號和闡釋UNB通信系統(tǒng)，必須拓展經(jīng)典的香農(nóng)信道容量框架[3].

1.3 “封頂”技術(shù)進步

雖說用正弦信號承載信息幾乎是近百年來通信系統(tǒng)的固有模式，但實際上相移鍵控(Phase Shift Keying, PSK)等常用調(diào)制信號由于抑制了載波，在頻域已失去了正弦函數(shù)的基本特征，即載頻處的沖激函數(shù).因而經(jīng)典的匹配濾波理論和傳統(tǒng)的相關(guān)檢測方法并不能合理闡釋連同載波一起傳輸?shù)念愓彝ㄐ朋w制的優(yōu)異性能[4-7]，而實際系統(tǒng)的發(fā)射功率也不足以支撐多電平正交調(diào)幅(Multiple Quadrature Amplitude Modulation, M-QAM)、多進制調(diào)相(Multiple PSK, M-PSK)等多進制調(diào)制單純以增加信號星座點數(shù)來提高頻譜效率.因此，在經(jīng)典信息論框架內(nèi)，“高速”必須“寬帶”，而通信效率的提高，也只能朝著式(1)的香農(nóng)限不斷“逼近”，包括引入多天線(Multi-Input Multi-Output, MIMO)等技術(shù)后的新極限.

1.4 導(dǎo)致資源浪費

傳統(tǒng)的管理體制沿用獨占式頻譜分配策略將資源分配給固定的授權(quán)用戶，在某種程度上導(dǎo)致了有限的頻譜資源與高增長的頻譜需求的矛盾. 對此雖然認(rèn)知無線電(Cognitive Radio, CR)技術(shù)[8]著眼于從時間、空間和頻率等多維度重復(fù)利用和共享頻譜資源，將“頻譜空穴”盡可能填滿，有助于從頂層用好公共資源，但對物理層傳輸效率的提升即從底層減少頻譜資源的占用，卻無實質(zhì)性改善.另外，針對非正弦信號的最佳接收機，用于解調(diào)類正弦的UNB調(diào)制信號也非最佳(詳見2.2節(jié)).

2 類正弦體制的高效性

2.1 頻譜利用率高效

我們曾指出，為了實現(xiàn)通過率帶寬意義上的超窄帶高效傳輸，必須在發(fā)射信號中保留一個正弦載波，并充分利用正弦載波的能量攜帶信息和提升解調(diào)性能[2]. 為此本節(jié)僅以一類擴展的二元相移鍵控(Extended Binary Phase Shift Keying, EBPSK)調(diào)制[2]為例，其簡化表達(dá)式為

式中，s0(t)和s1(t)分別表示數(shù)據(jù)0和1的調(diào)制波形.在碼元周期T(包含N個載波周期)內(nèi)的鍵控調(diào)制時段τ

由于式(2)是0-1不對稱的調(diào)制，于是可望在通過率帶寬的意義上提高頻譜利用率.式(2)又有以下3種更簡單的特例.

1) 令B=A，得到反相調(diào)制(Phase Reversal Modulation, PRM)：

2) 令B=0，得到缺周期調(diào)制(Missing Cycle Modulation, MCM)：

3) 令A(yù)=0，得到窄脈沖調(diào)制，類似于傳統(tǒng)的雷達(dá)脈沖：

由式(3)～(5)所表示的3種EBPSK調(diào)制的簡單特例，具有熟知的(sincx)2功率譜包絡(luò)，差別只是載波分量不同[9]. 極限情況取K=1甚至K=1/2，于是B=0而N足夠大趨于UNB，而A=0則趨于IR-UWB. 表1給出缺周期調(diào)制在載頻fc=2.4 GHz、N=1 200且發(fā)端未加任何成形濾波器時的仿真結(jié)果，此時傳輸碼率為fc/N=2 Mbps. 可見，如果按照通過率帶寬(即99%功率帶寬)考核，此時3種K值的頻譜利用率均超過1 500 bps/Hz；而當(dāng)K=2時，即使按照嚴(yán)格的-60 dB功率帶寬計算，也能達(dá)到bps/Hz>90的頻譜利用率，且此時解調(diào)所需SNR<7 dB(詳見2.2節(jié)).

表1 缺周期調(diào)制的效率

2.2 能量利用率高效

雖然類正弦調(diào)制通過極小化0-1波形差異得到了很高的頻譜利用率，但若按照傳統(tǒng)的相關(guān)檢測思路去與0-1波形負(fù)相關(guān)的BPSK信號最佳接收機相比，當(dāng)然不占優(yōu)勢[10-11]，必須充分利用正弦載波的能量提升解調(diào)性能.對此可指出如下事實：

1) 盡管經(jīng)典匹配濾波器作為白噪聲干擾下確知信號波形輸出SNR最大的線性濾波器，對于正弦信號仍然適用，但那只是在一個(或有限的)碼元周期T內(nèi).

2) 不對稱的二進制調(diào)制為相鄰碼元提供了內(nèi)在的保護間隔T-τ，有利于對接收信號進行多碼元跨周期積累.

3) 常用的鎖相環(huán)可匹配濾波正弦信號，但非線性環(huán)節(jié)引入了門限效應(yīng)，而從各種基本的正弦振蕩器、傳統(tǒng)的高靈敏度超再生接收機，到近期的隨機共振[12]和Duffing振子[13]，均表明諧振能更加快速有效地積累正弦能量.

4) 電容上電壓不能突變，電感中電流不能突變，那么在諧振于EBPSK載頻的窄帶LC回路中，能量不能突變. 因此，對于“0”和“1”等概率的PRM或MCM信號，諧振回路平均有(2T-τ)/2T的時間是吸取、放大和存儲載波能量，僅在碼元“1”的鍵控調(diào)制起始處，要動用自己的儲能來阻止輸入信號載波相位或幅度的突變，從而產(chǎn)生輸出電平反彈，波形幅度顯著變化.τ時段后又繼續(xù)“充電”，并周而復(fù)始. 且正弦載波是功率型信號，理論上能量無窮大，足以支撐回路儲能；而理論上白噪聲是連續(xù)譜，沒有代表點頻簡諧振蕩的離散線譜，即使在諧振點也難有大提升.

基于這些事實和分析，采用無限沖激響應(yīng)(Infinite Impulse Response, IIR)結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了一種特殊的單零點-多極點數(shù)字帶通濾波器[14]，可在SNR<0時以幅度過沖突顯出調(diào)制信息，故稱數(shù)字沖擊濾波器. 對于表1參數(shù)的MCM信號添加高斯白噪聲(Additive White Gaussian Noise, AWGN)后，對沖擊濾波響應(yīng)的包絡(luò)進行局部積分再門限判決，不加任何信道編碼，并取誤比特率BER=10-5時的信噪比計入表1(K=1和2時沖擊濾波器取2對共軛極點，K=4時取4對共軛極點)，可見在如此高的頻譜利用率下仍有不錯的解調(diào)性能.

按照經(jīng)典通信理論，正弦載波不含信息、白白浪費功率且可在接收端恢復(fù)，因而，現(xiàn)有系統(tǒng)幾乎都抑制發(fā)射載波，難以解釋表1中保留極強載波的MCM信號的優(yōu)良解調(diào)性能. 其實，這就是利用載波能量提升解調(diào)性能的一種方式. 已經(jīng)發(fā)現(xiàn)在AWGN信道當(dāng)fc=10 MHz、K∶N=2∶20、BER=10-3并采用單零點-3極點沖擊濾波器輔助解調(diào)時，MCM/PRM信號相對于式(5)的窄脈沖調(diào)制表現(xiàn)出了14 dB的“載波輔助增益”[9]. 采用人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)判決取代幅度判決也證實了這一現(xiàn)象.

數(shù)字沖擊濾波器的設(shè)計思路也可推廣到模擬沖擊濾波器[15]. 實測一個中心頻率為62.5 MHz的晶體沖擊濾波器，其-1.5 dB、-3 dB、-6 dB和-40 dB帶寬分別只有0.50、1.06、2.25和5.88 kHz，而碼率高達(dá)1.249 6 Mbps的PRM信號(周期調(diào)制，占空比約20%)卻能順利通過帶寬如此窄的晶體濾波電路并在信息調(diào)制處產(chǎn)生陡峭的幅度沖擊(圖1).這一性能非現(xiàn)有物理層技術(shù)可比擬，更非經(jīng)典濾波理念[16]、香農(nóng)極限和最佳接收理論可解釋，且這樣的高能效還可望在表1所示的超高頻譜利用率下同時達(dá)到.

圖1 實測62.5 MHz晶體沖擊濾波器對1.249 6 Mbps碼率PRM信號(下)的沖擊輸出(上)

誠然，表1仿真時發(fā)端未進行任何限帶. 而在同等的20 MHz帶寬限制和BER=10-6時，經(jīng)典的偽碼擴頻BPSK調(diào)制系統(tǒng)2 Mbps碼率時SNR≈1.6 dB，而PRM系統(tǒng)3.5 Mbps碼率時SNR≈0 dB，表明EBPSK系統(tǒng)提供了比偽碼擴頻BPSK系統(tǒng)更大的容量[17]. 而如果利用模擬的晶體沖擊濾波器，則由于噪聲帶寬縮窄，接收機靈敏度更可望大幅提高.

3 獨占加共享頻譜劃分模式的技術(shù)合理性

3.1 充分而靈活地利用現(xiàn)有頻譜資源

圖2是62.5 MHz的PRM發(fā)射功率譜實測，調(diào)制占空比K∶N=3∶1 600，碼率53.5 kbps，其-60 dB功率帶寬只有457 Hz. 可見，類似正弦波的UNB調(diào)制信號功率譜同時具有覆蓋式和襯墊式頻譜共享的特點，只是其“頻譜樹”帶寬更窄，幾乎就是載波的正弦信號頻譜；而“頻譜草”也可比UWB功率譜密度更低，直至淹沒在背景噪聲下. 獨占加共享的頻譜劃分模式相當(dāng)于在背景噪聲下又開發(fā)出一層頻譜資源，因其與正弦載波嚴(yán)格相關(guān)，故這一層類噪聲頻譜能被有效利用.若借此推進對于傳統(tǒng)管理模式的改革，解決與現(xiàn)有無線系統(tǒng)的共存和電磁兼容，則可望將頻譜利用率大幅提高.

圖2 PRM信號發(fā)射功率譜實測

另一方面，如果允許獨占加共享的頻譜劃分模式，就可將UNB調(diào)制信號中低而寬的“頻譜草”保留到解調(diào)時提高處理增益. 模擬通信系統(tǒng)中解調(diào)器輸出信噪比與輸入信噪比的比值，叫做調(diào)制制度增益，或信噪比增益，而沖擊濾波器將原先在時域不易察覺的相位調(diào)制轉(zhuǎn)化或突出為更加明顯的調(diào)幅-調(diào)相，放大了數(shù)據(jù)“0”和“1”的波形差異，有利于解調(diào)判決，在一定程度上得到了系統(tǒng)模擬部分的調(diào)制制度增益.

3.2 合理而自然地容納密集多載波體制

盡管按照無線電管理部門現(xiàn)有的帶寬定義，UNB體制都不難適應(yīng)目前的頻譜管理模式，但為了“舊瓶裝新酒”而削足適履，顯然不會是、也不應(yīng)是一種最佳解決方案. 而在獨占加共享的頻譜劃分模式下，以超窄“頻譜樹”為特征的不同頻率單載波信道就可以“大膽”靠近和大部分重疊而形成更加密集的多載波傳輸體制，傳輸碼率和頻譜利用率可望顯著提高，而能效也可利用沖擊濾波器組來極大提升. 如果說，現(xiàn)有調(diào)制技術(shù)已將多根“銅線”捆綁成“電纜”，即將一系列窄帶信道正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)成一個寬帶系統(tǒng)，則UNB體制試圖將銅線提速為“光纖”. 而欲將bps/Hz/SNR綜合效率已超過現(xiàn)有“銅線”的“光纖”，再“高密度”地捆綁成容量巨大的無線“光纜”，就必須突破現(xiàn)行的矩形頻譜劃分模式.在此“高密度”意指UNB調(diào)制的各子載波不必拘泥于傳統(tǒng)OFDM體制的正交性限制(理論上應(yīng)只取決于接收機鎖相環(huán)分辨力)，更無需連續(xù)地依序配置，完全可以見縫插針地隨時置于任何“認(rèn)知”到的頻譜縫隙和頻譜“破碎帶”. 圖3即為3路二進制隨機極性MCP-EBPSK調(diào)制[18]的混疊功率譜，載頻分別為30 MHz、30.3 MHz和30.6 MHz(為便于觀看和仿真沒有更靠近)，每路碼率約300 kbps，且均能正常解調(diào).

由于單載波的UNB調(diào)制本身碼率高有利于時分；圖1的PRM沖擊濾波輸出便于碼分或進一步提高弱鏈路解調(diào)性能；圖3的密集多載波模式便于頻分；同時，該體制并不妨礙引入MIMO技術(shù)提升系統(tǒng)性能和實現(xiàn)空分. 因此，密集多載波體制有利于建立時-頻-碼-空多維復(fù)用寬帶無線傳輸?shù)睦碚摽蚣芎投嗑S聯(lián)合優(yōu)化設(shè)計方法.

(a) 全局圖

(b) 展寬圖圖3 3路隨機極性MCP-EBPSK調(diào)制的混疊功率譜

4 亟待必要的理論支撐

通信史上，人為的矩形頻譜劃分實施約40年后才有了相應(yīng)的香農(nóng)信道容量，但該容量沿襲60余年后已無法包容和解釋許多高效的類正弦體制. 而UNB是技術(shù)突破在先，理論解釋滯后，故為了探索超窄“頻譜樹”獨占加較寬“頻譜草”共享的非矩形頻譜劃分模式，有必要平行地導(dǎo)出與之相應(yīng)的非香農(nóng)信道容量和單位頻譜利用率極限，而并非簡單地“修補”經(jīng)典香農(nóng)公式對于UNB體制的解釋，這是信息科學(xué)和通信技術(shù)發(fā)展中亟待解決的關(guān)鍵科學(xué)問題，有助于信息理論的豐富與完備，可望引發(fā)新的無線電技術(shù)革命.其科學(xué)意義似可用非歐幾何相對于歐氏幾何來比擬.

欲導(dǎo)出嚴(yán)格的信道容量閉合表達(dá)式需要付出非常艱苦的努力，但先從某些合理近似開始仍有望取得有價值的進展. 從圖3可見，由于“頻譜樹”極細(xì)、“頻譜草”很低，鄰道干擾大為降低，因而有理由推斷按照所提頻譜劃分方法得到的信道容量將大于按照傳統(tǒng)矩形或帶狀頻譜劃分所導(dǎo)出的香農(nóng)信道容量. 直觀上，在摩天高樓林立地區(qū)，若將全部地下面積和空間甚至裙樓都作為共用(停車場、商店等)，顯然有更大的空間容量.

5 結(jié) 論

1) 主要適應(yīng)原始無線電技術(shù)發(fā)展水平的傳統(tǒng)矩形頻譜劃分，當(dāng)今已非唯一且未必最佳.

2) 類正弦體制因保留強載波并利用沖擊濾波器諧振多碼元能量，同時呈現(xiàn)出了極高頻譜利用率和較高能量利用率.

3) 為匹配類正弦信號的功率譜特征，提出了超窄“頻譜樹”獨占加較寬“頻譜草”共享的非矩形頻譜劃分模式，可充分而靈活地利用現(xiàn)有頻譜資源，合理而自然地容納密集多載波體制.

4) 欲突破現(xiàn)有矩形頻譜劃分模式，亟待平行地導(dǎo)出非矩形頻譜劃分模式下的信道容量表達(dá)式和單位頻譜利用率極限，為頻譜分配改革和通信體制創(chuàng)新奠定理論基礎(chǔ).

本文只是初步論證了獨占加共享頻譜劃分模式的技術(shù)合理性，具體劃分方法有待深究.

致謝本文的主要思路得益于和北京郵電大學(xué)周正教授的討論，博士生陳志敏、碩士生王繼武和但潔斌進行了仿真和測試，特此致謝！

[1] LOCKE G, STRICKLING L E. Plan and Timetable to Make Available 500 Megahertz of Spectrum for Wireless Broadband[R]. U.S. Department of Commerce, 2010.

[2] 吳樂南. 超窄帶高速通信進展[J]. 自然科學(xué)進展, 2007, 17(11): 1467-1473.

WU Lenan. Advances in UNB high data-rate communications[J]. Advances in Nature Science, 2007, 17(11): 1467-1473.(in Chinese)

[3] FENG Man, WU Lenan. Special non-linear filter and extension to Shannon’s channel capacity[J]. Digital Signal Processing, 2009, 19(5): 861-873.

[4] WU Lenan, FENG Man. On BER performance of EBPSK-MODEM in AWGN channel[J]. Sensors, 2010, 10(4): 3824-3834.

[5] FENG Man, WU Lenan, et al. BER analysis and verification of EBPSK system in AWGN channel[J]. IEICE Trans Commun, 2011, E94-B(3): 806- 809.

[6] WALKER H R. Ultra Narrow Band Modulation Textbook[EB/OL]. [2012-01-08] http://www.vmsk.org/

[7] WU Lenan, FENG Man, QI Chenhao, et al. Recent patents on ultra narrow band modulations[J]. Recent Patents on Signal Processing, 2011, 1(1): 36-47.

[8] MITOLA J, MAGUIRE G Q. Cognitive Radio: Making software radios more personal[J]. IEEE Personal Communications, 1999, 6(4): 13-18.

[9] 吳樂南, 應(yīng)鵬魁. 擴展的二元相移鍵控調(diào)制參數(shù)性能比較[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2011, 26(5): 961-965.

WU Lenan, YING Pengkui. Extended BPSK comparison with various modulation parameters[J].Chinese Journal of Radio Science, 2011, 26(5): 961-965.(in Chinese)

[10] 楊東凱, 吳華森, 張其善. AWGN信道中超窄帶調(diào)制VMSK的最佳解調(diào)性能[J]. 通信學(xué)報, 2008, 29(5): 128-132.

YANG Dongkai, WU Huasen, ZHANG Qishan. Best performance of UNB modulation VMSK in AWGN channel[J]. Journal on Communications, 2008, 29(5): 128-132.(in Chinese)

[11] 徐淑正, 張 鑫. VWDK調(diào)制真的可實現(xiàn)嗎? [J]. 電子與信息學(xué)報, 2009, 31(8): 1985-1989.

XU Shuzheng, ZHANG Xin. VWDK: Just an illusion?[J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2009, 31(8): 1985-1989.(in Chinese)

[12] WANG Youguo, WU Lenan. Noise-improved signal correlation in an array of autoregressive models of order one[J]. Fluctuation and Noise Letters, 2007, 7(4): L449-L459.

[13] 張 嵩, 芮國勝, 孫文軍, 等. EBPSK 信號混沌振子檢測原理與性能分析[J]. 中國電子科學(xué)研究院學(xué)報, 2011, 6(5): 485-498.(in Chinese)

ZHANG Song, RUI Guosheng, SUN Wenjun, et al. Principle and performance analysis ofchaotic demodulator for EBPSK signals[J]. Journal of CAEIT, 2011, 6(5): 485-498.(in Chinese)

[14] 馮 熳, 高 鵬, 吳樂南. 超窄帶調(diào)制信號的特殊濾波分析與仿真[J]. 東南大學(xué)學(xué)報:自然科學(xué)版, 2010, 40(2): 227-230.

FENG Man, GAO Peng, WU Lenan. Analysis and simulation of special filtering based on ultra narrow band modulated signal[J]. Journal of Southeast University: Natural Science Edition, 2010, 40(2): 227-230.(in Chinese)

[15] YAN Kaokao, WU Lenan. Impacting filter design: From digital to analog[J]. International Journal of Research and Reviews in Soft and Intelligent Computing(IJRRSIC), 2011, 4(1): 98-100.

[16] 陳曉毅, 姚慶棟, 劉小成. 高效數(shù)字調(diào)制VMSK的錯覺[J]. 電子與信息學(xué)報, 2003, 25(11): 1558- 1563.

CHEN Xiaoyi, YAO Qingdong, LIU Xiaocheng. The vmsk modulation delusion[J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2003, 25(11): 1558- 1563.(in Chinese)

[17] 何善寶, 林益明, 吳樂南, 等. 星間鏈路新型信號體制設(shè)計[J]. 中國空間科學(xué)技術(shù), 2011(4): 15-22.

HE Shanbao, LIN Yiming, WU Lenan, et al. Design of new signal system for inter-satellite links[J]. Chinese Space Science and T echnology, 2011(4): 15-22.

[18] 靳 一, 吳樂南, 馮 熳, 等. 一種隨機極性MCP-EBPSK調(diào)制解調(diào)器[J]. 電子與信息學(xué)報, 2012, 34(7): 1647-1652.

JIN Yi, WU Lenan,FENG Man, et al. An MCP-EBPSK modem with random-polar[J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2012, 34(7): 1647-1652.(in Chinese)