MBR基站寬帶接收機設(shè)計分析

陶 俊，劉 兵

(中興通訊股份有限公司，上海201203)

0 引言

當前無線通信技術(shù)飛速發(fā)展，多制式通信系統(tǒng)并存，基于軟件定義無線電(SDR)技術(shù)平臺的多載波、多?；疽训玫酱笠?guī)模商用。但是隨著移動互聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用需求的爆發(fā)式增長，可用的頻譜資源越來越匱乏，如何提高頻譜利用率是未來無線系統(tǒng)需要重點考慮的問題之一。其中，實現(xiàn)頻譜資源的動態(tài)共享是解決途徑之一，市場和技術(shù)需要高度靈活的多頻帶可配置的SDR基站系統(tǒng)［1-3］。多頻段無線(MBR)系統(tǒng)是SDR技術(shù)演進的一個新階段，具備多模、多工作頻段可配置和寬帶多載波等特點，基于MBR技術(shù)的無線基站能夠適應(yīng)多個頻段應(yīng)用的需求。在MBR基站系統(tǒng)設(shè)計中，MBR寬帶接收機的設(shè)計面臨諸多挑戰(zhàn)，下面對MBR基站寬帶接收機的設(shè)計進行具體分析和探討。

1 設(shè)計所面臨的技術(shù)挑戰(zhàn)

1.1 架構(gòu)選擇

目前寬帶接收機通常采用超外差的方式，超外差方案較為成熟、綜合性能較好，但應(yīng)用于MBR基站寬帶接收機要面臨鏡像抑制的難題，要依賴射頻前端頻段(Band)選擇濾波電路來降低其對射頻鏈路動態(tài)和線性的要求，增加了射頻前端設(shè)計的復(fù)雜度。而直接下變頻(Direct-Conversion)或零中頻(Zero-IF)架構(gòu)接收機中的射頻信號直接下變頻為基帶信號，避免了鏡像抑制的難題，而且易于高度集成化和小型化，所以MBR基站接收機優(yōu)選基于直接下變頻架構(gòu)的接收機方案［4，5］。

但無線基站系統(tǒng)有較嚴的指標要求，對寬帶接收機設(shè)計有巨大考驗，主要體現(xiàn)在動態(tài)范圍和阻塞等指標上，這使得直接下變頻架構(gòu)在MBR基站寬帶接收機中實現(xiàn)要面臨巨大的挑戰(zhàn)。

MBR直接下變頻寬帶接收機基本架構(gòu)框圖如圖1所示，主要包括:多頻段雙工器、低噪聲放大器(LNA)、射頻帶通濾波器(RF BPF)、寬帶IQ解調(diào)器、寬帶射頻頻綜、低通濾波器(LPF)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和數(shù)字信號處理單元(DSP)等。

圖1 接收機基本架構(gòu)

1.2 預(yù)選Band濾波

在MBR接收機中，預(yù)選Band濾波功能主要由多頻段雙工器和射頻帶通濾波器來實現(xiàn)，以雙工濾波抑制為主，其目的是抑制帶外阻塞干擾和發(fā)射泄漏雜散的影響。LNA之后的射頻帶通濾波器起輔助作用，可以進一步彌補雙工濾波抑制的不足。在IQ解調(diào)器之后的低通濾波器主要是進行抗混疊濾波。

預(yù)選Band濾波實現(xiàn)時要求連續(xù)頻段可調(diào)，但目前2G、3G和4G通信系統(tǒng)工作頻段跨度非常大，包括了從700 MHz～2.6 GHz之間的多個頻段，要求全頻段實現(xiàn)連續(xù)可調(diào)是非常困難的?？尚械膶崿F(xiàn)方案是劃分成多組連續(xù)頻段來實現(xiàn)，比如:700 MHz～1 GHz、1.7 ～2.1 GHz和2.1 ～2.6 GHz三組，以降低濾波要求。

多頻段雙工器的實現(xiàn)方案主要有多帶組合雙工器和電機可調(diào)諧雙工器2種。多帶組合雙工器實現(xiàn)較為容易，但每個帶都需要一組腔，不靈活、體積大、插損大、成本高;電機可調(diào)諧雙工器應(yīng)用較為靈活，但實現(xiàn)難度較大、結(jié)構(gòu)和電路復(fù)雜、成本高。

射頻帶通濾波的實現(xiàn)方案主要有:①集成多帶SAW/FBAR方案，通過開關(guān)切換濾波器組，實現(xiàn)較為容易，但體積大、成本高、配置不靈活;② 可變電容、電感的調(diào)諧濾波器方案，實現(xiàn)靈活但調(diào)諧范圍較窄，而且會導(dǎo)致信號失真;③ RF微電機系統(tǒng)(MEMS)開關(guān)或諧振器等新的技術(shù)方案［6］。

1.3 ADC的選擇

A/D轉(zhuǎn)換器目前主要有奈奎斯特A/D轉(zhuǎn)換器和過采樣∑-ΔADC兩種。二者區(qū)別在于，前者輸入與輸出序列保持相同的頻率，后者輸入與輸出序列的頻率不同。奈奎斯特A/D轉(zhuǎn)換器在單獨一個采樣間隔內(nèi)完成量化，而基于過采樣∑-ΔADC粗略量化采樣點，經(jīng)過數(shù)字域的抽取后達到一個低的抽樣率，在此基礎(chǔ)上再準確估計采樣點［7］。

∑-ΔADC由∑-Δ調(diào)制器(包括比較器、電壓參考、DAC、積分器和模擬加法電路等)和抽取數(shù)字濾波電路組成?！?Δ調(diào)制器的工作機制是用比用奈奎斯特定理采樣快的頻率進行采樣，并通過量化噪聲成形使有用信號帶內(nèi)的噪聲功率譜密度趨于0，再通過抽取數(shù)字濾波電路濾除掉有用信號帶外的無用噪聲或干擾［8］。

∑-ΔADC有較為突出的信噪比性能，其噪底較低，這樣在接收機設(shè)計時，可以有效地降低接收機增益需求。接收機增益降低，接收機IP2和IP3等指標也可以相應(yīng)降低要求，這對于直接下變頻接收機鏈路設(shè)計尤為重要。同時基于∑-ΔADC抽取器的過采樣方法使得抗混疊濾波器中間過渡帶擴大，可以有效地降低ADC輸入端模擬抗混疊濾波器的設(shè)計要求，簡化電路設(shè)計。所以，在MBR基站直接下變頻接收機中，需要選擇∑-ΔADC作為 A/D轉(zhuǎn)換器。

2 直接下變頻架構(gòu)應(yīng)用分析

2.1 本振泄漏

直接下變頻接收機的本振與信號的頻率相同，如果混頻器本振口和射頻口的隔離度不好，本振信號就很容易通過射頻口輸出，再通過低噪放泄漏到天線，進而被相鄰的通道接收，對相鄰的通道形成干擾。

本振泄漏到相鄰的通道一部分可以通過硬件來解決，因為本振泄漏類似于共模干擾，可以用差分的方式來加以抑制，比如選用LNA和正交調(diào)制器之間采用差分的方式作為接口，選用本振到射頻隔離度高的正交調(diào)制器以及優(yōu)化單板布板等方式來減少這些影響;另外在本振進入其他通道后，與本振混頻形成直流，作為直流偏置可以通過數(shù)字補償?shù)姆绞郊右越鉀Q。

2.2 偶次失真

傳統(tǒng)超外差接收機是奇次階失真，容易落在信號帶內(nèi)，形成干擾;而對于直接下變頻接收機來說，要考慮其偶次階非線性形成的偶次失真干擾。這種偶次階非線性來源有多種:一種是LNA的偶次階非線性，因為混頻器射頻到中頻的隔離度不夠，而最終泄漏到ADC輸入口形成干擾;另一種是混頻器的偶次階非線性，信號在混頻器中自混頻，以及其他方式形成的偶次階非線性。這些偶次失真干擾增加了接收通道的噪聲，惡化了信號的信噪比，影響到接收通道工作的動態(tài)范圍。其中重點要考慮二階失真，為了避免二階失真干擾，直接下變頻接收機鏈路需要有較高IIP2。

在整個鏈路設(shè)計中，主要考慮IQ解調(diào)器所產(chǎn)生的二階失真干擾，至于射頻前端電路產(chǎn)生的二階失真干擾可以通過射頻帶通濾波器和隔直電容濾除，可不作為重點考慮。

2.3 閃爍噪聲

閃爍噪聲又稱為1/f噪聲，是絕大多數(shù)半導(dǎo)體器件的固有噪聲，它的大小與頻率成反比，隨著頻率的降低而增加。對于直接下變頻接收機，主要的影響體現(xiàn)在IQ解調(diào)器和基帶放大器的零中頻信號接收端的噪聲上，噪聲的特性體現(xiàn)在越接近零頻噪聲越強。顯然對于接近DC的窄帶信號(比如:GSM信號)影響非常大，而對于寬帶信號(比如:UMTS、LTE)則影響較小。

閃爍噪聲對于直接下變頻接收機的影響較大，為了保證接收的靈敏度和動態(tài)范圍，需要在器件選擇、鏈路設(shè)計和單板布板上進行克服;在數(shù)字信號補償上也可以進行優(yōu)化，來減少閃爍噪聲的影響，降低硬件的壓力。

2.4 直流偏置

直流偏置是直接下變頻接收機特有的一種干擾，主要由自混頻引起。產(chǎn)生的直流偏置就疊加在零中頻有用信號上一起進入ADC，進而影響到整個接收通道的性能。

有些方案提出采用交流耦合的方式來減少和消除直流偏置的影響。但實際上，零中頻有用信號在直流附近也有很大的能量，采用交流耦合的方式雖然抑制了直流偏置，但同時也造成有用信號質(zhì)量的惡化，除非在直流附近沒有有用信號。最好的解決方案是采用數(shù)字校正技術(shù)來自適應(yīng)地消除直流偏置。

2.5 IQ不平衡

在直接下變頻接收機中，通過IQ解調(diào)器將射頻信號分成2路正交的信號，最終通過濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。在實際系統(tǒng)中，因為器件和通道不理想，會造成IQ兩路不正交，主要體現(xiàn)為相位和幅度的不平衡。而IQ通道的幅度和相位的不平衡性會帶來較大的鏡像雜散。

對于寬帶接收機而言，IQ不平衡帶來的鏡像雜散落在接收帶內(nèi)，對接收機性能影響較大，必須能夠有效抑制。IQ不平衡受到器件水平和硬件設(shè)計的固有特征的限制，在硬件上是無法完全解決的，必須通過數(shù)字校正技術(shù)來消除［9］。

3 設(shè)計分析

3.1 IQ不平衡抑制分析

在目前2G、3G和4G系統(tǒng)中，MC GSM寬帶接收機對IQ不平衡抑制能力的要求最高。根據(jù)3GPP規(guī)范對于MC GSM接收機阻塞指標要求［10］，對于GSM阻塞信號的鏡像抑制能力要不小于83 dB，如果再考慮2 dB余量，則要求不小于85 dB，如表1所示。

表1 MC GSM接收機阻塞指標要求

根據(jù)3GPP規(guī)范對GSM接收互調(diào)指標要求，天饋口輸入干擾信號電平是-43 dBm，天饋口輸入有用信號電平為-101 dBm，設(shè)解調(diào)門限為7 dB，則對于GSM接收互調(diào)干擾信號的鏡像抑制能力要不小于65 dB，如果再考慮2 dB余量，則要求不小于67 dB。

綜上分析，可以進一步簡化IQ不平衡抑制能力要求:對于單音信號，IQ不平衡鏡像抑制能力要求不小于85 dB;對于多音信號，IQ不平衡鏡像抑制能力要求不小于67 dB。

3.2 帶外干擾抑制分析

接收機的帶外干擾抑制的主要目的是要把輸入的阻塞或大雜散信號盡可能衰減，使之不會影響接收機鏈路的線性和動態(tài)。帶外阻塞干擾可以簡單分為鏡頻阻塞干擾和非鏡頻阻塞干擾。鏡頻阻塞干擾信號的頻率與需要信號的頻率相差2倍的中頻頻率。

對于傳統(tǒng)的超外差架構(gòu)接收機而言，要求有較高的鏡頻阻塞干擾抑制能力。以GSM系統(tǒng)為例，GSM帶外阻塞干擾電平為8 dBm，靈敏度要求是-104 dBm，解調(diào)門限7 dB，則要求鏡頻阻塞抑制能力不小于119 dB。而對直接下變頻接收機而言，由于不存在鏡頻阻塞干擾信號，只需要將帶外干擾電平抑制到接收互調(diào)干擾電平以下即可，以GSM系統(tǒng)為例，接收互調(diào)干擾電平為 -43 dBm，則只需要51 dB左右抑制能力即可。

對于帶外非鏡頻阻塞干擾，由于直接下變頻接收機采用∑-ΔADC，使得接收機鏈路增益比傳統(tǒng)的超外差架構(gòu)接收機降低了10 dB以上，相當于接收機鏈路線性提升了10 dB以上，相應(yīng)帶外非鏡頻阻塞干擾抑制要求也就大大降低。

3.3 接收機鏈路預(yù)算分析

根據(jù) 3GPP 規(guī)范要求［11，12］，當前多個移動制式的接收機關(guān)鍵參數(shù)要求總結(jié)如表2所示。根據(jù)上述分析，一個簡單的MBR基站直接下變頻方案接收機設(shè)計框圖如圖2所示，鏈路預(yù)算結(jié)果如表3所示。

表2 多個制式接收機要求

圖2 MBR接收機設(shè)計

表3 鏈路預(yù)算結(jié)果

當然具體實現(xiàn)時，還需進一步仔細考慮:① 直接下變頻接收機實現(xiàn)的主要瓶頸還是在IQ不平衡校正算法上，至少要做到85 dBc的鏡像抑制，并且是對寬帶的要求，這需要數(shù)字校正算法做到精確的建模和求解;②對于收發(fā)通道隔離方面的影響分析沒有深入展開，實現(xiàn)時還需認真考慮;③ 目前商用的∑-ΔADC處理帶寬一般較窄，需要進一步提升處理帶寬性能。

4 結(jié)束語

本文對MBR基站寬帶接收機的設(shè)計進行了分析和研究，分析了設(shè)計所面臨的挑戰(zhàn)，并提出采用直接下變頻架構(gòu)來簡化MBR基站接收機鏈路的設(shè)計，以提高電路集成度，便于實現(xiàn)系統(tǒng)的小型化。但直接下變頻架構(gòu)帶來的技術(shù)難點和影響很多，一方面需要通過硬件電路設(shè)計來保證;另一方面需要靠數(shù)字校正技術(shù)來修正。

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