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    空地高速數(shù)據(jù)傳輸研究

    2013-01-14 08:51:18高玉平
    無線電通信技術(shù) 2013年2期
    關(guān)鍵詞:眼圖反射系數(shù)頻譜

    高玉平

    (中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所,河北石家莊050081)

    0 引言

    無人偵察機(jī)和有人偵察機(jī)可以攜帶光電攝像機(jī)、紅外攝像機(jī)和合成孔徑雷達(dá)等任務(wù)載荷,通過空地?cái)?shù)據(jù)鏈把機(jī)載傳感器數(shù)據(jù)傳到地面。隨著需求的不斷提高,任務(wù)載荷數(shù)量要增加,各傳感器的分辨率也不斷增加,需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量越來越大,要求實(shí)現(xiàn)空地高速的數(shù)據(jù)傳輸。在空地?cái)?shù)據(jù)傳輸中,有于存在地面反射,產(chǎn)生信號衰落,引起嚴(yán)重的碼間干擾,因此必須根據(jù)空地?cái)?shù)據(jù)傳播的特點(diǎn),研究合適的高速數(shù)據(jù)傳輸方式。

    1 空地?cái)?shù)據(jù)傳播特性

    在空地?cái)?shù)據(jù)通信中,傳播方式除直射波和地面反射波以外,還存在散射波、折射波和繞射波等。但由于無線電波主要是以地波反射形式傳播的,因此主要考慮直射波和地面反射波傳播。

    可以用鏡象原理處理地面對電波傳播的影響,如圖1所示。

    圖1 地面波的鏡象反射

    在圖1中,地面站天線位于A點(diǎn),高度為Ha;飛機(jī)天線位于B點(diǎn),高度為Ht,離地面站距離為R,測控站和目標(biāo)的地面距離為D。

    通過計(jì)算可得直射波和反射波的路徑差為:

    地表反射使幅度和相位都會(huì)發(fā)生變化,用反射系數(shù)表示,它是一個(gè)復(fù)數(shù)量Γ =ρe-jΨr。ρ表示反射的幅度變化,Ψr表示相移。

    這樣,直射波和反射波總的相位差為:

    在A點(diǎn)或B點(diǎn)接收到的信號是直射波和反射波疊加,用反射衰落因子η表示地面反射對接收信號幅度的影響,定義η為和信號幅度被自由空間時(shí)的信號幅度相除。經(jīng)過近似計(jì)算,得反射衰落因子η為:

    由式(2)可以看出,當(dāng)?shù)孛嬲咎炀€高度ha、飛機(jī)天線高度ht、地面站距飛機(jī)的水平距離D變化時(shí),cosψ會(huì)發(fā)生變化,也就是接收信號的幅度發(fā)生變化。由于地面反射的干涉,天線在俯仰面上的輻射可被分成很多瓣,在某些仰角上輻射的信號會(huì)增強(qiáng),某些仰角上信號會(huì)減弱,這種現(xiàn)象被稱為天線波瓣分裂。波瓣圖的最大值和最小值分別相應(yīng)于Ψ是π的偶數(shù)倍或奇數(shù)倍。通常,水平極化地面反射系數(shù)相位近似為π弧度,垂直極化地面反射系數(shù)相位低于π,許多文獻(xiàn)Ψr取π。這時(shí):

    產(chǎn)生最小值。

    波瓣圖的最大值和最小值不僅取決于相位Ψ,還取決于表面的反射系數(shù)。反射系數(shù)與表面粗糙度、介質(zhì)特性、天線的極化形式、頻率和入射角等有關(guān)。美國學(xué)者認(rèn)為,低入射角頻率高于1 500 MHz情況下,常規(guī)(非光滑)地面的反射系數(shù)為0.2~0.4,很少大于0.5。而學(xué)者認(rèn)為反射系數(shù)要高一些。表1是一些地區(qū)反射系數(shù)的測量結(jié)果。

    表1 實(shí)測不同地面反射系數(shù)

    由上面分析可以看出,在空地?cái)?shù)據(jù)通信中,地面的反射產(chǎn)生反射波,接收點(diǎn)收到的信號是直射波和反射波的疊加合成,它們之間存在路程差變化就造成衰落。傳輸模型主要是二徑模型。

    當(dāng)傳輸數(shù)據(jù)速率較低時(shí),路程差相對較小,反射主要對接收信號幅度有影響,這時(shí)的衰落屬于平坦衰落;當(dāng)數(shù)據(jù)速率較高時(shí),路程差相對較大,反射波會(huì)造成接收信號波形時(shí)間展寬,引起嚴(yán)重的碼間干擾,對解調(diào)信號的眼圖產(chǎn)生較大影響,這時(shí)衰落屬于頻率選擇性衰落。

    直射波和反射波路程差由式(1)表示,通常情況下地面測控站天線比較低,路程差產(chǎn)生的時(shí)延不超過10 ns。對中低速數(shù)據(jù)傳輸,衰落的影響表現(xiàn)在接收信號幅度隨著飛機(jī)高度、距離變化起伏變化,抗信號幅度衰落的方法是增加信號強(qiáng)度的儲(chǔ)備裕度;當(dāng)傳輸數(shù)據(jù)高時(shí),衰落為選衰性衰落,這時(shí)對數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊懯欠浅?yán)重的。

    可以采用一些方法減少地面反射,如采用窄波束寬度天線或使天線波束向上傾斜,使照射地表面的輻射能量減少;適當(dāng)減少地面站天線的高度可以減小直射波和反射波之間的路徑差,減少選擇性衰落的影響;有一些文獻(xiàn)提出在天線周圍地面反射網(wǎng),防止信號照射到地面。

    2 高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼{(diào)制方式

    目前有多種高速調(diào)制解調(diào)的方法,應(yīng)該根據(jù)空地?zé)o線電傳播特點(diǎn)采用合適的調(diào)制解調(diào)方式。

    2.1 四相相移鍵控

    在衛(wèi)星傳輸系統(tǒng)中,主要采用四相相移鍵控(QPSK)、偏移正交相移鍵控OQPSK等方式實(shí)現(xiàn)高速調(diào)制解調(diào)器。由于數(shù)據(jù)速率較高時(shí),采用傳統(tǒng)的串行方式無法實(shí)現(xiàn),主要采用并行方式。在解調(diào)器中并行結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高速數(shù)字解調(diào),如美國JPL實(shí)驗(yàn)室提出的APRX結(jié)構(gòu)。高速調(diào)制器也采用并行方式實(shí)現(xiàn)成型濾波、卷積運(yùn)算、高速乘法器及加法器等。圖2是一種并行結(jié)構(gòu)高速調(diào)制解調(diào)器的實(shí)現(xiàn)框圖。

    圖2 并行結(jié)構(gòu)調(diào)制解調(diào)框圖

    采用并行結(jié)構(gòu)的高速調(diào)制解調(diào)器,不適合在衰落信道下應(yīng)用。在地空傳輸鏈路,當(dāng)傳輸速率太高,頻率選擇性衰落造成的時(shí)間擴(kuò)展會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間干擾。

    2.2 正交幅度調(diào)制

    多進(jìn)制調(diào)制方式可以降低符號速率,減少碼間干擾。在多進(jìn)制調(diào)制方式中,正交幅度調(diào)制(QAM)是一種高效的數(shù)字調(diào)制解調(diào)方式,在中、大容量的數(shù)字微波系統(tǒng)中被廣泛采。

    QAM是一種矢量調(diào)制,它將輸入比特先映射到一個(gè)復(fù)平面(星座)上,形成復(fù)數(shù)調(diào)制符號,然后將符號的I、Q分量(對應(yīng)復(fù)平面的實(shí)部和虛部)采用幅度調(diào)制,分別對應(yīng)調(diào)制在相互正交(時(shí)域正交)的2個(gè)載波(sin和cos)上。QAM是幅度、相位聯(lián)合調(diào)制的技術(shù),它同時(shí)利用了載波的幅度和相位來傳遞信息比特,因此在最小距離相同的條件下可實(shí)現(xiàn)更高的頻率利用率。調(diào)制階數(shù)越高,傳輸效率越高。對應(yīng)16 QAM,每個(gè)符號和周期傳送4 bit。符號速率降低,就可以減少碼間干擾。

    QAM有較高的頻譜利用率,理論上講,QAM的調(diào)制節(jié)數(shù)越高,頻譜利用率也越高;同時(shí)也可以延長傳輸信號的周期,增強(qiáng)抗多徑能力。

    在實(shí)際應(yīng)用中,頻譜利用率往往達(dá)不到理論值,特別是當(dāng)QAM調(diào)制的階數(shù)越高,理論值和實(shí)用值之間的差距也越來越大。因?yàn)?,隨著調(diào)制階數(shù)的提高,信號點(diǎn)之間的距離越來越小,相差也越來越小,碼間干擾越來越大,造成系統(tǒng)抗干擾能力下降,解調(diào)難度增加;而且,調(diào)制階數(shù)的提高將使傳輸系統(tǒng)對多徑衰落以及信道的非線性失真極為敏感,因?yàn)槎噙M(jìn)制正交幅度技術(shù)會(huì)使鍵控信號的幅度上攜帶信息并產(chǎn)生起伏,經(jīng)過非線性信道以后造成頻譜展寬及誤碼性能惡化,因而降低了系統(tǒng)的頻譜利用率和抗干擾性能。其他如傳輸信道的幅頻畸變、群延時(shí)畸變以及調(diào)制誤差、解調(diào)誤差等對系統(tǒng)性能也會(huì)產(chǎn)生較大影響。

    2.3 重疊時(shí)分復(fù)用

    重疊時(shí)分復(fù)用(OVTDM)是李道本教授提出的一種高效調(diào)制方式,用序列檢測取代逐符號檢測,利用高速率的符號傳輸形成的符號間干擾來實(shí)現(xiàn)高頻譜效率,并證明OVTDM方式所需要的信噪比要低于相同傳信率的無符號間干擾的高維調(diào)制信號傳輸方式。

    采用二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)或者QPSK調(diào)制,在傳輸符號間引入了編碼約束關(guān)系,接收端采用序列檢測后,可控的符號間干擾成為了系統(tǒng)抗干擾噪聲的有利因素,提高了傳輸?shù)目煽啃院皖l譜利用效率。

    相鄰K個(gè)符號互相重疊在一起,信號頻譜寬度不變。K個(gè)符號互相重疊的實(shí)質(zhì)是在時(shí)間域內(nèi)產(chǎn)生K個(gè)并行的相互干擾的傳輸信道,各個(gè)并行傳輸?shù)淖有盘柫鞯念l譜寬度相等,并與符號周期T成反比。由疊加原理可知,疊加后信號的頻譜寬度保持不變,仍等于疊加前各子信號流的頻譜寬度。在時(shí)間域內(nèi)多個(gè)符號疊加,產(chǎn)生符號間的“干擾”,而正是這種干擾使得所傳輸?shù)姆栔g有了“編碼約束”關(guān)系,并使得傳輸速率和頻譜效率提高了K倍。

    符號間在時(shí)間域的重疊雖然破壞了單個(gè)數(shù)據(jù)符號的波形本身,破壞了數(shù)據(jù)符號與其時(shí)間波形之間的一一對應(yīng)的關(guān)系,但并未破壞傳輸數(shù)據(jù)符號序列與其時(shí)間波形之間的一一對應(yīng)的關(guān)系,因此檢測可以使用最大似然序列檢測算法。OVTDM原理圖如圖3所示。

    圖3 OVTDM原理圖

    文獻(xiàn)[6-8]驗(yàn)證,不管是在高斯信道、還是瑞利衰落信道,采用重疊時(shí)分復(fù)用的波形重疊的調(diào)制技術(shù)和序列檢測,性能要明顯優(yōu)于采用高維調(diào)制的傳輸方式和逐符號檢測。

    3 仿真結(jié)果與分析

    空地高速數(shù)據(jù)傳輸信道是二徑模式,通過模擬仿真,利用眼圖和波形來分析二徑模式下的碼間干擾問題。調(diào)制方式采用 QPSK、16 QAM、兩符號OVTDM。利用MATLAB軟件進(jìn)行仿真,仿真原理框圖如圖4所示。圖5(a)為調(diào)制方式采用QPSK無反射時(shí)I路信號輸出的眼圖,圖5(b)為調(diào)制方式采用16 QAM無反射時(shí)I路信號輸出的眼圖。2種調(diào)制方式符號寬度相同,16 QAM是多電平傳輸,信息速率是QPSK的2倍。但QPSK眼圖的最大開啟時(shí)間為整個(gè)符號寬度,而16 QAM眼圖的最大開啟時(shí)間約為半個(gè)符號寬度。

    圖4 仿真原理框圖

    圖5 無反射信號QPSK、16 QAM眼圖

    圖6(a)為經(jīng)過地面反射后QPSK的眼圖,反射系數(shù)為0.5,反射延時(shí)取0.5個(gè)符號寬度;圖6(b)為經(jīng)過地面反射后16 QAM的眼圖,反射系數(shù)為0.5,反射延時(shí)取0.25個(gè)符號寬度??梢钥闯?,眼圖發(fā)生顯著變化,將會(huì)對位時(shí)鐘提取、采樣判決產(chǎn)生影響,造成誤碼。可以看出,16 QAM調(diào)制下1/4寬度多徑的影響與QPSK調(diào)制1/2寬度多徑的影響相當(dāng)。

    圖6 有反射信號QPSK、16 QAM眼圖

    加大反射延時(shí),反射延時(shí)取1.0個(gè)符號寬度,這時(shí)QPSK眼圖已經(jīng)閉合;當(dāng)反射延時(shí)為0.5個(gè)符號寬度,16 QAM的眼圖已經(jīng)閉合。

    經(jīng)過對以上眼圖的比較可以初步得出結(jié)論:雖然在符號寬度相同時(shí)16 QAM信息速率可以比QPSK提高一倍,但抗多徑能力沒有增加。

    由于OVTDM不適合用眼圖進(jìn)行表示,通過信號波形圖進(jìn)行分析。圖7(a)為OVTDM的信號示意波形圖,采用兩符號QPSK疊加調(diào)制,信息傳輸速率是QPSK的2倍,無地面反射。圖7(b)中OVTDM經(jīng)過反射后的信號波形示意圖,反射系數(shù)為0.5,反射延時(shí)相當(dāng)于1個(gè)QPSK的符號寬度。從圖7(b)可以看出,信號有明顯失真,但可以正確解調(diào)出信息。對比QPSK,當(dāng)反射延時(shí)相當(dāng)于1個(gè)QPSK的符號寬度時(shí),QPSK眼圖已經(jīng)閉合,而兩符號疊加OVTDM信號波形基本形狀還保留,初步可以判斷OVTDM抗多徑能力優(yōu)于QPSK。

    圖7 OVTDM信號波形圖

    4 結(jié)束語

    空地?cái)?shù)據(jù)傳輸模型主要是二徑模型,傳輸信道是衰落信道。當(dāng)傳輸數(shù)據(jù)符號率速較低時(shí)屬于平坦衰落;當(dāng)傳輸數(shù)據(jù)符號速率較高時(shí)會(huì)出現(xiàn)頻率選擇性衰落,產(chǎn)生碼間干擾。通過對QPSK、16 QAM以及OVTDM等3種調(diào)制方式進(jìn)行仿真、分析,OVTDM抗多徑性能好、頻譜利用率高,是一種比較好的適用于空地高速傳輸?shù)恼{(diào)制方式。

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