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    一款改進型AB類音頻功率放大器的設(shè)計

    2012-12-17 10:41:56薛超耀馬任月
    電子科技 2012年5期
    關(guān)鍵詞:功率管晶體管差分

    韓 輝,薛超耀,馬任月

    (西安電子科技大學(xué)電路CAD研究所,陜西西安 710071)

    隨著經(jīng)濟發(fā)展與生活水平的提高,越來越多的便攜電子設(shè)備出現(xiàn)。如MP3/MP4、手機、移動DVD、電子書等。大部分便攜電子設(shè)備都有音頻輸出功能,因此需要使用一個音頻功率放大器芯片。工程師在產(chǎn)品設(shè)計中,對音頻功放的要求是:設(shè)計簡單、芯片面積小、輸出功率大、制造成本低。由于便攜產(chǎn)品多是電池供電,因此還需要音頻功放耗電少、效率高,以延長電池的使用壽命[1]。目前應(yīng)用于便攜設(shè)備中的音頻功率放大器,主要分為AB類和D類兩種,其主要區(qū)別是放大器分別工作在線性區(qū)和開關(guān)狀態(tài)[2]。

    AB類音頻功率放大器工作在線性區(qū),因其技術(shù)成熟、音頻性能優(yōu)異、應(yīng)用簡單、價格低等優(yōu)勢,一直在小功率音頻放大器市場中占據(jù)主流[3]。AB類音頻功放已被廣泛應(yīng)用于各種音頻產(chǎn)品??紤]到AB類音頻功放能夠提供高品質(zhì)的信號放大性能,因此適合耳機和一些小功率喇叭的應(yīng)用。AB類音頻功率放大器對輸出運算放大器的主要技術(shù)指標包括:高開環(huán)增益、共模抑制比、電源抑制比、單位增益頻率以及低功耗、失調(diào)電壓等,而輸出功率管的交越失真也是設(shè)計中需要避免的[4]。AB類輸出運算放大器的主要特點是:晶體管的導(dǎo)通時間稍大于半周期,必須用兩管推挽工作,以抑制偶次諧波,減小交越失真,效率較高,晶體管功耗較小等[5]。

    設(shè)計了一種改進的AB類音頻功率放大器,輸入級采用電流抵消技術(shù)[6],提高了交流增益,中間級采用兩個獨立的運算放大器分別驅(qū)動兩個功率管的柵極,避免了因為兩個功率管之間的不匹配對輸出級造成的影響,同時運用前級增益放大技術(shù),提高了功率管的驅(qū)動能力,使輸出具有大功率、高效率且節(jié)省芯片的面積。

    1 放大器輸入級的設(shè)計

    音頻功放輸入級的主要目的是抑制共模信號,且其性能對集成運放的其他性能指標起決定性作用,是提高集成運放質(zhì)量的關(guān)鍵。為達到上述目標,輸入級常采用差分放大電路的形式。因為它的直流失調(diào)量小,線性也遠比單管輸入級好,共模信號的抑制能力強,具有很強的抗于擾能力,很小的溫漂、級間容易直接耦合。如果采用普通的差分輸入級作為功率放大器的輸入級,則在保證穩(wěn)定工作的前提下,放大器的交流增益比較低,差分電路形式主要有兩種基本形式:長尾式和恒流源式。根據(jù)集成電路的工藝特點,集成電路中常用恒流源式差分電路作為輸入級[7]。

    為最大限度提高放大器的交流增益,設(shè)計了一種新型的差分運放輸入級,采用電流抵消技術(shù),提高了輸入級增益。輸入級的具體電路如圖1所示

    圖1 差分運放的輸入級

    將M9和M10作為PMOS差分輸入對,M7和M8為輸入對提供固定的偏置電流,M11,M12與 M13,M14形成有源負載,提高了輸出阻抗,有益于提高輸入級的增益。電壓Va,Vb由偏置電路提供。為進一步提高輸入共模范圍,該電路的主通路上的晶體管可以工作在亞閾值區(qū)域,即M9,M10工作在亞閾值區(qū)。首先分析電路的輸入電壓擺幅,適當設(shè)置M7,M8的偏置電壓以提供足夠的輸入級偏置電流。PMOS差分對M9,M10工作在亞閾值區(qū),根據(jù)亞閾值區(qū)的定義,輸入差分管M9,M10的柵源電壓

    則該電路的最大輸入共模電平為

    工作在飽和區(qū)的運算放大電路的最大輸入共模電平為

    由式(1)~式(3)可以看出,工作在亞閾值區(qū)比工作在飽和區(qū)的運放輸入共模范圍大,這對于低電源電壓運放有利。

    為得到更大的增益,文中采用電流抵消技術(shù)。將兩個MOS管M12,M13交叉耦合可得到一個兩級的正反饋放大器,結(jié)果是差分電阻變?yōu)?/(gm14-gm13),圖中M11,M12,M13,M14的尺寸均相等,跨導(dǎo)也相等。因此對于輸入器件提供了準無窮大的電阻,獲得更大的交流增益,為 AV=gm10/(gm14-gm13)。

    采用PMOS管作為放大器的輸入管是為了降低閃爍噪聲,根據(jù)MOS管的特性,PMOS晶體管的閃爍噪聲為NMOS晶體管的1/2~1/5。因此,在需要減小閃爍噪聲的重要場合應(yīng)該使用PMOS晶體管。

    2 AB類輸出級的設(shè)計

    運放的輸出級是音頻功放芯片的核心部分,占絕大部分版圖面積,其性能和集成度直接影響整個音頻功放芯片的各性能參數(shù)及其面積大小。

    傳統(tǒng)反饋型AB類輸出級電路需要兩個工作點不同的同相輸入信號,其復(fù)雜性導(dǎo)致其頻率特性較差,帶寬無法做到很高;如果輸出晶體管進入深度截止,就會造成輸出級的動態(tài)特性差,所以希望輸出晶體管始終處于非截止工作區(qū)。

    2.1 前饋無截止型AB類輸出級

    音頻功放典型的輸出級采用一種前饋無截止型AB 類結(jié)構(gòu)[8-9],得到了一種結(jié)構(gòu)簡單,易于實現(xiàn)、性能穩(wěn)定、電源利用率高、輸出動態(tài)失真小、應(yīng)用范圍廣的運算放大器。其電路原理圖如圖2所示。

    圖2 AB類前饋非截止型輸出級電路原理圖

    圖2所示的ClassAB輸出級能夠達到Rail-to-Rail的輸出電壓范圍,并且相比于ClassA輸出級能夠獲得較大的輸出電流和較小的靜態(tài)電流,因而具有近似于ClassB輸出級的功效;而輸出級柵上的電壓VAB所產(chǎn)生的靜態(tài)電流,使得輸出晶體管在沒有靜態(tài)工作時仍然開啟,從而消除了ClassB輸出級的交越失真。對于ClassAB輸出級的設(shè)計,通常要求輸出灌電流Ipush和拉電流Ipull不受到電源電壓和工藝波動的影響,同時要求輸出級靜態(tài)電流IQ較小且與電源電壓和工藝波動無關(guān)。圖2所示的 ClassAB輸出級灌電流Ipush由M1~M4的柵源電壓決定,拉電流Ipull由M5~M8的柵源電壓決定,如式(4)~式(6)所示,假設(shè)晶體管工作在飽和區(qū)

    對于M2~M8的柵極電壓,有

    假如 IB1=IB4,K5/K1=K6/K2=K7/K3=K8/K4,則將式(4)~式(7)帶入到式(8)可以得到

    靜態(tài)工作時,ID8=ID4=IB2/2,如果 VGS7=VGS8,即

    則VGS5=VGS6;此時輸出級的靜態(tài)電流IQ為

    將式(10)和式(11)帶入式(9)可以得到Ipush,Ipull與IQ的關(guān)系

    由式(11)和式(12)可以看到,圖 2所示的CLASSAB輸出級灌電流Ipush和拉電流Ipull不會受到電源電壓和工藝波動的影響;而靜態(tài)電流IQ也可以精確控制,與電源電壓和工藝波動無關(guān)。

    在Rail-to-Rail輸出級中,AB類傳輸函數(shù)可通過保持輸出管柵極間電壓恒定來實現(xiàn)。由于用AB類前饋式輸出采用晶體管實現(xiàn)柵極間耦合,比采用電阻的AB類反饋式輸出更節(jié)省電路面積,具有良好的高頻特性,幾乎不會增加輸出級的功耗,同時降低了該柵極間電壓對電源、工藝的敏感性,并且適用于低壓運放,所以在設(shè)計中采用前饋式AB類控制。因為浮動電流源同AB類控制具有相同的結(jié)構(gòu),所以共源共柵電流鏡對電源的依賴性補償了AB類控制對電源的依賴性。這樣,推挽輸出管的靜態(tài)電流對電源紋波不再敏感。

    2.2 一種改進型AB類輸出結(jié)構(gòu)

    針對輸出級的設(shè)計,在AB類前饋非截止型輸出級電路的基礎(chǔ)上,提出了一種改進型AB類輸出級的設(shè)計,采用準B類互補共源放大器控制全擺幅輸出級,其工作原理如圖3所示。

    圖3 改進型AB類輸出級結(jié)構(gòu)

    由圖3可知,音頻輸入信號經(jīng)過輸入級產(chǎn)生差分信號Iin+,Iin-,輸出信號又分別進入下一級差分放大器A直接控制輸出功率管的柵極電壓,從而實現(xiàn)Railto-Rail AB 類輸出。靜態(tài)時,bIB1=IM4,aIB2=IM2,令a=K2/K1,b=K4/K3,當 IB1=IB2時可以得出輸出級的靜態(tài)電流Iout=aIB1=bIB2。當運放正常工作時,輸出級電流為

    其中,A為差分放大器A的增益,ΔI=Iin+-Iin-,該差分放大器的具體電路如圖4所示。

    圖4 改進型AB類輸出級原理電路圖

    在圖4中,一組差分放大器由 M15,M16,M17,M18,M19,M20,M21,M22,M23,M24,M25組成,輸出級為 Voutn,用來直接驅(qū)動PowerNMOS管的柵極。當差分輸入端INP比INN電壓低時,Voutn端電流會變大,而由于M16,M17為電流鏡結(jié)構(gòu),所以多余的電流通過M18到地,而M18,M15又為電流鏡結(jié)構(gòu),故 M18,M15漏電流基本相等,增加的電流通過M22鏡像給M23,使運放的電流變大,實現(xiàn)正反饋。同樣當INN端電壓低于INP端電壓時,流過M18的電流減小,從而減小運放所消耗的電流。M18的二極管連接可以確保Voutn端有一個最低電壓,進而保證PowerNMOS管始終不會關(guān)斷。

    另一組差分放大器由 M26,M27,M28,M29,M30,M31,M32,M33,M34,M36,M37組成,輸出級為 Voutp,用來直接驅(qū)動PowerPMOS管的柵極。具體電路實現(xiàn)方式與前一個運放相同,M28的二極管連接確保Voutp端有一個最高電壓,從而使PowerPMOS管始終不會關(guān)斷。

    通過兩個運放分別控制兩個功率管,避免因PMOS管與NMOS管的不匹配而引起的誤差,同時可以通過調(diào)節(jié)兩個運放的增益進而控制兩個功率管的柵壓,使功率管在要求的功率指標內(nèi)有最小的寬長比,進而節(jié)約芯片的面積。兩個二極管連接的MOS管M18,M28分別保證兩個功率管在任何狀態(tài)下輸出電流都不為零,改善了輸出的失真特性。

    3 整體電路實現(xiàn)

    運算放大器的整體電路如圖5所示。

    圖5 AB類整體結(jié)構(gòu)的電路原理圖

    由圖5可知,Ibias為電流源偏置,通過電流鏡結(jié)構(gòu)為整個運放提供恒定的電流,輸入級采用電流抵消技術(shù)提高輸入阻抗,輸入信號由雙端輸入再由雙端輸出,提高了輸入信號的增益的同時又分別作為下一級差分運放的輸入,經(jīng)過兩級放大,從而提高了輸入信號對功率管的驅(qū)動能力。兩個差分運放的特殊結(jié)構(gòu)又可以確保兩個功率管在靜態(tài)時工作在微導(dǎo)通狀態(tài),從而避免了CLASSB中由于功率管截止而導(dǎo)致的交越失真。為保證運放穩(wěn)定工作,在電路第一級加入了密勒電阻電容網(wǎng)絡(luò),適當選取其取值,可以將運放的相位裕度補償至60°以上,達到穩(wěn)定性要求。由于運放工作于放大狀態(tài)時輸出管p管和n管之間的小信號電阻較小,輸出管p管和n管沒有必要做密勒補償,而第一級放大器輸出端在運放工作時輸出電阻較大,所以要在該點做密勒補償。

    4 仿真結(jié)果與討論

    對該運放采用0.35μm CMOS數(shù)?;旌瞎に?,用Cadence仿真工具進行仿真驗證,仿真環(huán)境為:電源電壓Vdd=5 V,Rload=32Ω,T=27℃,典型條件下,運算放大器的幅頻,相頻特性如圖6所示,電路的直流開環(huán)增益為97.4 dB,相位裕度為84°,單位增益帶寬為4.23 MHz。運放主要性能指標的仿真結(jié)果如表1所示。

    圖6 放大器幅頻特性圖

    表1 運放主要性能指標仿真結(jié)果

    由表1可知,該運放具有較好的頻率特性,較高的電壓增益,電源抑制比也較高,靜態(tài)功耗小,適合于音頻功率放大器的應(yīng)用。且當輸入信號為200 mV的正弦波,負載為32Ω時,該運放的THD為0.024%。

    5 結(jié)束語

    為適應(yīng)低壓低功耗設(shè)計的發(fā)展趨勢,結(jié)合實際芯片設(shè)計,設(shè)計了一個低電源電壓、低功耗的運算放大器。輸入級采用電流抵消技術(shù),在優(yōu)化輸入共模范圍的同時提高了放大器增益;兩個準B類互補共源放大器控制全擺幅輸出級,具有電源電壓低、高頻特性好、不增加輸出級功耗和不會降低運放的開環(huán)增益等優(yōu)點,同時將控制電路與輸入級放大電路相結(jié)合以減小噪聲和失調(diào),使電路更加緊湊、節(jié)省芯片面積、功耗也減少。仿真結(jié)果表明,該運放在推動32Ω負載時,輸出功率95 mW,在20~20 kHz范圍內(nèi)的THD在0.1%內(nèi),PSRR可達到97 dB。具有較好的應(yīng)用前景。

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