基于HHT的可控整流弧焊電源的電流諧波分析

毛景魁，胡佳文

(1.河南機(jī)電高等?？茖W(xué)校，河南 新鄉(xiāng) 453003；2：浙江海洋學(xué)院 機(jī)電工程學(xué)院，浙江 舟山 316000)

基于HHT的可控整流弧焊電源的電流諧波分析

毛景魁1，胡佳文2

(1.河南機(jī)電高等?？茖W(xué)校，河南 新鄉(xiāng) 453003；2：浙江海洋學(xué)院 機(jī)電工程學(xué)院，浙江 舟山 316000)

通過對(duì)弧焊整流電源三相不控整流電路的saber仿真，得到畸變電流。對(duì)此電流進(jìn)行傅立葉變換，不能分析出弧焊整流電源的諧波成因。使用EMD對(duì)諧波電流進(jìn)行分解，可分解出基波。對(duì)分解出的固有模態(tài)函數(shù)進(jìn)行Hilbert變換，并求取瞬時(shí)頻率，得到信號(hào)的突變時(shí)刻，結(jié)合弧焊整流電源的工作原理可分析出電流諧波成因。實(shí)例證明，采用FFT和HHT相結(jié)合的方法分析弧焊電源的電流諧波及成因，結(jié)果符合實(shí)際情況，對(duì)于消除或抑制弧焊電源的電流諧波具有重要意義。

弧焊電源；高次諧波；FFT；HHT

0 前言

根據(jù)直流弧焊電源市場占有率，大致可分為四個(gè)發(fā)展階段：旋轉(zhuǎn)式直流弧焊發(fā)電機(jī)、硅弧焊整流器、晶閘管(可控硅)式弧焊整流器和逆變式弧焊整流器[1]。由于旋轉(zhuǎn)式直流弧焊發(fā)電機(jī)的結(jié)構(gòu)笨重、功能單一、性能有限，且效率較低，在一定程度上被硅整流器所替代。

隨著科技的不斷進(jìn)步，使用晶閘管或者IGBT的可控整流弧焊電源得到了越來越多的應(yīng)用?，F(xiàn)代弧焊電源設(shè)備的發(fā)展與電力電子技術(shù)及電子器件的發(fā)展密切相關(guān)[2]，可控整流弧焊電源通過控制晶閘管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使電焊機(jī)達(dá)到焊接電弧所需要的輸出狀態(tài)。

逆變式弧焊電源是將單相或三相交流電整流以后，由逆變器轉(zhuǎn)變?yōu)閹装僦翈兹f赫茲的交流電，經(jīng)降壓變壓器輸出用于焊接。逆變式焊接電源具有高效節(jié)能、輕巧省料、控制性能好等特點(diǎn)，在消除網(wǎng)側(cè)電流諧波、改善網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)、逆變輸出波形控制、提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)等方面有很大的發(fā)展，已成為現(xiàn)代電源發(fā)展的主流之一[3-4]。

在逆變式電焊機(jī)中，輸入電路采用橋式整流加電容濾波，這樣會(huì)給電網(wǎng)注入大量的高次諧波，造成嚴(yán)重的諧波污染，影響供電質(zhì)量，給其他設(shè)備造成電磁干擾(EMI)[5]。諧波主要來自于焊接時(shí)的大電流、高頻電弧、連接到電網(wǎng)的不同焊接負(fù)載的瞬時(shí)起停等[6]，這些諧波除了以電壓形式出現(xiàn)在電網(wǎng)側(cè)外，更主要是引起輸入電流的畸變，形成電網(wǎng)污染。諧波電流在電網(wǎng)的頻率阻抗上產(chǎn)生的諧波電壓降，造成電網(wǎng)電壓波形畸變?；?cè)絿?yán)重，電能損耗越大，對(duì)電網(wǎng)和其他電氣設(shè)備的危害也越大。

對(duì)諧波分析的有效工具是傅立葉變換，找出高次諧波的階次，然后設(shè)計(jì)相應(yīng)的電路進(jìn)行消除或抑制。逆變式弧焊電源的逆變頻率已達(dá)到25～50 kHz[7]，因此，將電焊機(jī)等效為電感與電阻串聯(lián)，使用三相不控整流電路模擬電焊機(jī)的直流電源，采用saber仿真軟件的仿真原理如圖1所示。

圖1 仿真原理

讀取仿真后任意一相電源的電流波形，結(jié)果如圖2所示。

圖2 電源的電流仿真波形

由圖2可知，電流畸變嚴(yán)重，對(duì)電流波形進(jìn)行FFT分解[8]可得圖3所示的結(jié)果?？梢钥闯?，基波(50 Hz)的幅度最高為44 A，除低頻小幅度震蕩外，其他高次諧波的成分不多。因此，造成了電流波形的畸變?cè)?，從傅立葉變換的結(jié)果難以分析出來。

圖3 仿真電流的FFT變換

1 EMD分解

EMD(Empirical Mode Decomposition，經(jīng)驗(yàn)?zāi)B(tài)分解)是臺(tái)灣中央大學(xué)唐鍔提出的處理突變信號(hào)的新方法。其思路是將變化的信號(hào)分解為一系列的固有模態(tài)函數(shù)(IMF，Intrinsic Mode Function)，再對(duì)IMF函數(shù)的波形進(jìn)行分析處理，找出信號(hào)波形所包含的信息。

EMD分解可分為下述三個(gè)步驟：

(1)找出分解信號(hào)的局部極值，包括極小值和極大值。分別對(duì)極大值和極小值使用三次樣條函數(shù)進(jìn)行插值，找出信號(hào)波形的上、下包絡(luò)曲線。

(2)對(duì)上、下包絡(luò)加和，求取平均值，得到均值曲線。原信號(hào)與均值相減，得到新的信號(hào)序列。計(jì)算上下包絡(luò)曲線與均值曲線的差值，均值的平方和與曲線差值的平和方作為迭代結(jié)束的條件。如果上述平方和之比小于0.2，則差值信號(hào)即為所求IMF。否則從步驟(1)重新循環(huán)。

(3)從原信號(hào)中減去所求的IMF，檢測極值個(gè)數(shù)之和如果小于2，則EMD分解結(jié)束。否則，繼續(xù)從步驟(1)循環(huán)，直至全部分解完畢。

EMD的分解結(jié)果為有限個(gè)IMF和剩余項(xiàng)，這些數(shù)值序列之和組成了原信號(hào)[9]。對(duì)圖2電源電流的仿真波形進(jìn)行EMD分解，可得到如圖4所示的EMD分解結(jié)果。

由圖4可知，分解進(jìn)行到IMF5時(shí)，所得到的信號(hào)序列已經(jīng)接近于基波信號(hào)，說明EMD分解可以將基波信號(hào)從混雜有各種信息的信號(hào)中分離出來。

對(duì)IMF1經(jīng)過Hilbert變換之后，得到新的復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)系列。根據(jù)復(fù)數(shù)的運(yùn)算法則，求取該數(shù)據(jù)序列的角度θ，對(duì)該角度求取倒數(shù)得到數(shù)值，定義為瞬時(shí)頻率，即

圖4 仿真電流的EMD分解結(jié)果

式(1)所求的瞬時(shí)頻率不具有一般意義上的頻率特征，其反映的是各階IMF信號(hào)所包含的突變信號(hào)的發(fā)生時(shí)間點(diǎn)，即瞬時(shí)頻率波形的每個(gè)上沖時(shí)間點(diǎn)表明原信號(hào)在該時(shí)刻發(fā)生了突變，至于突變信號(hào)的性質(zhì)、幅度需要結(jié)合其他方法進(jìn)一步分析。

求取IMF1的瞬時(shí)頻率，得到的波形如圖5所示。可以看出，在一個(gè)周期內(nèi)發(fā)生了6次信號(hào)突變，其突變的時(shí)間及對(duì)應(yīng)的相位如表1所示。

圖5 仿真信號(hào)的瞬時(shí)頻率

上述分解和變換過程稱為Hilbert-Huang變換，簡稱HHT，主要由EMD分解、Hilbert變換組成?？梢钥闯觯琀HT變換可將混雜很多信息的波形通過EMD分解，得到各階IMF，再對(duì)IMF通過Hilbert變換求取瞬時(shí)頻率或者瞬時(shí)幅值，以及頻譜的方法，進(jìn)一步分析出原信號(hào)所得到的信息。

表1 瞬時(shí)頻率發(fā)生時(shí)間及對(duì)應(yīng)相位

因此，F(xiàn)FT變換可以求取信號(hào)波形的諧波成分和幅度。HHT變換可以分解、變換得到突變信號(hào)發(fā)生的時(shí)間點(diǎn)，結(jié)合相應(yīng)的控制原理，分析出信號(hào)突變的原因。

2 實(shí)例分析

某弧焊電源的輸入電流實(shí)測波形如圖6所示，未知波形畸變?cè)?。根?jù)上述步驟分析該波形，找到電流波形所包含的諧波和原因。

圖6 某弧焊電源的電流實(shí)際波形

首先對(duì)波形進(jìn)行FFT變換，得到變換結(jié)果如圖7所示。

圖7 FFT變換結(jié)果

由圖7可知，該弧焊電源的電源頻率為60 Hz。基波幅值、各次諧波的階次和幅度如表2所示。

表2 電流的諧波組成

由表2可知，5次諧波所占比例最大，其次是7次、11次、13次、17次等。如果按照表2的頻率和幅度對(duì)原電流波形重構(gòu)，所得的波形與原信號(hào)波形并不一致。將原信號(hào)減去重構(gòu)后的電流后，繪制的差值波形如圖8所示。

圖8 差值波形

由圖8可知，差值波形的幅度并不小，而且變換劇烈。這說明FFT分析并不能將所有的信息分解出來。因此，對(duì)原電流波形采用EMD分解，其各階分解波形如圖9所示。

由圖9可知，從IMF1～I(xiàn)MF6，頻率依次降低，IIMF7的頻率是基波信號(hào)，頻率為60 Hz。對(duì)IMF1進(jìn)行Hilbert變換，求取瞬時(shí)頻率可得如圖10所示的波形。

仔細(xì)觀察圖10所示的瞬時(shí)頻率波形，發(fā)現(xiàn)一周期內(nèi)的6個(gè)脈沖的時(shí)刻均勻分布，如表3所示。

因此，造成圖6波形畸變的主要原因是每隔60°的開關(guān)管強(qiáng)行開通或關(guān)斷時(shí)導(dǎo)致電流非正弦變化，從而形成電流的高次諧波和開關(guān)的高頻噪聲，這些因素組合在一起構(gòu)成了弧焊電源的畸變電流波形。圖9中IMF1～I(xiàn)MF6的波形即為開關(guān)管的噪聲信號(hào)。

圖9 EMD分解的各階IMF

圖10 瞬時(shí)頻率

表3 脈沖時(shí)刻

3 結(jié)論

對(duì)弧焊電源三相不控整流電路進(jìn)行仿真，發(fā)現(xiàn)電流發(fā)生了畸變，對(duì)畸變電流信號(hào)進(jìn)行FFT分析，不能分析出諧波原因。使用EMD對(duì)畸變電流信號(hào)分解可得到從高頻到低頻的各階IMF波形，對(duì)相應(yīng)階次的IMF進(jìn)行Hilbert變換，并求取瞬時(shí)頻率，得到突變信號(hào)的時(shí)間位置，可分析出輸入電流的諧波是由于開關(guān)管的強(qiáng)行通斷引起的。實(shí)例證明，使用HHT變換對(duì)可控整流弧焊電源的畸變電流進(jìn)行分析，可求出電流突變的位置，從而分析出畸變電流的諧波成因。分析結(jié)果符合實(shí)際情況，對(duì)于消除或抑制弧焊電源諧波具有重要意義。

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Harmonic current analysis of SCR controlled arc welding rectifier based on HHT

MAO Jing-kui1，HU Jia-wen2
(1.He'nan Mechanical and Electrical Engineering College，Xinxiang 453003，Xinxiang 453003，China；2.College of Electromechanical Engineering，Zhejiang Ocean University，Zhoushan 316000，China)

It can acquire abnormal current from the simulation of three phases rectifying circuit without control of arc welding rectifier under saber software.But it can't get cause of current harmonic with FFT transform on abnormal current.The base wave can be decomposed from abnormal current through EMD.The Hilbert transform is executed on IMF to find instant frequency，then，the time of signal burst is illustrated，according to the principle of welding power supply circuit，the above reason can be deduced.The example shows that the result of analysis of harmonic and cause of arc welding rectifier current is consistent with practice，so，the method which combines FFT with HHT is of important significance to reduce or restrain current harmonics of welding power supply.

arc welding power supply；high harmonic；FFT；Hilbert-Huang transform

TG434.1

A

1001-2303(2012)07-0035-05

2012-11-28；

2012-03-23

毛景魁(1978—)，男，河南上蔡人，碩士，講師，主要從事微控制器技術(shù)、EDA、信號(hào)檢測與分析等方面的研究工作。