三電平有源層疊中點(diǎn)鉗位式變換器拓?fù)浞治?/h1>
2012-09-22 03:19:40，，
電氣傳動 2012年2期
，，
（中國礦業(yè)大學(xué) 信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州 221008）
1 引言
三電平變換器從產(chǎn)生至今已經(jīng)有近30年的發(fā)展歷史，其間產(chǎn)生了大量的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。三電平拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)多電平輸出，使變換器能夠應(yīng)用于更高電壓等級的場合，提高輸出電壓的諧波性能。1977年德國學(xué)者Holtz提出三電平逆變器主電路及其方案。1980年日本長岡科技大學(xué)的Nable A.等人在此基礎(chǔ)上繼續(xù)發(fā)展［1］，將輔助鉗位的開關(guān)管用一對二極管替代，分別與上、下橋臂串聯(lián)的主開關(guān)管中點(diǎn)相連，以輔助中點(diǎn)鉗位，單相的二極管中點(diǎn)鉗位式（NPC）轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。
變換器隨著其容量的不斷提升，功率器件的損耗也急劇增加，散熱問題已成為大功率三電平變頻器研發(fā)過程中的關(guān)鍵問題之一。功率器件的溫度都受其導(dǎo)通損耗（conduction losses）和開關(guān)損耗（switching losses）的共同影響。目前，國內(nèi)學(xué)者對于三電平變頻器的損耗計(jì)算和分析已有較多的研究［2－4］。
圖1 三電平二極管中點(diǎn)鉗位式單相拓?fù)銯ig.1 Single－phase three－level diode NPC
常用的二極管中點(diǎn)鉗位式三電平（3L－NPC）變換器的缺點(diǎn)之一就是同一橋臂內(nèi)外管的損耗分布不平均［2］。一些衍生的新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，比如三電平有源 NPC（three－level active NPC）、三電平層疊式 NPC（three－level stacked NPC）［5－6］。采用ANPC或者SNPC的結(jié)構(gòu)可以比傳統(tǒng)的NPC提高20%的系統(tǒng)容量或者85%的開關(guān)頻率，這對于實(shí)際應(yīng)用很有價(jià)值［7］。衍生的拓?fù)淇梢蕴峁┍瘸Ｓ玫亩O管鉗位式拓?fù)涓嗟牧汶娖降碾娏骰芈罚ㄟ^對零電平的分配，也能夠有效地平衡各管之間的損耗。
在3L－ANPC和3L－SNPC 的基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)［8］提出了一種新的衍生拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，兩個IGBT替代二極管進(jìn)行鉗位，并有2個附加的可控開關(guān)與鉗位二極管反向平行連接。這種拓?fù)浣凶鋈娖接性磳盈B中點(diǎn)鉗位式（3L－ASNPC）拓?fù)洹?L－ASNPC拓?fù)涞闹饕獌?yōu)勢是可以減少所有開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率，平衡器件的開關(guān)損耗。而且可以使輸出電壓的等效開關(guān)頻率變?yōu)檎{(diào)制頻率的2倍。
本文首先介紹了常見的NPC拓?fù)?，然后?L－ASNPC拓?fù)涞墓ぷ髟磉M(jìn)行分析，利用交替反向?qū)盈B式（APOD）PWM進(jìn)行調(diào)制，通過 Matlab仿真驗(yàn)證其工作原理的分析和所提PWM算法的有效性。
2 常見3L－NPC的拓?fù)浞治?/h2>2.1 三電平二極管中點(diǎn)鉗位式拓?fù)?/h3>
二極管中點(diǎn)鉗位式三電平變換器在大功率交流傳動中應(yīng)用十分廣泛。在圖1所示主回路中，直流電源被2個串聯(lián)的獨(dú)立電容分成3種電平：高電平狀態(tài)P（＋VDC／2），零電平狀態(tài)0和低電平狀態(tài)N（－VDC／2）。開關(guān)器件（本文中的開關(guān)器件均為IGBT）S1，S2導(dǎo)通，S2，S3斷開時，輸出端為高電平；S3，S4導(dǎo)通，S1，S2斷開時，輸出端為低電平；S1，S4斷開，S2，S3導(dǎo)通時，輸出端為零電平。在零電平狀態(tài)時，電流有2條通路：id為正向時，電流由鉗位二極管D1，S2流向負(fù)載；id為反向時，電流由負(fù)載側(cè)經(jīng)S3，D2流向O點(diǎn)。
采用SPWM對二極管中點(diǎn)鉗位式NPC進(jìn)行調(diào)制，載波頻率為fsw。當(dāng)正弦參考電壓為正時，S2開通，S4關(guān)斷，S1，S3交替導(dǎo)通，開關(guān)頻率分別為fsw。正弦參考電壓為負(fù)時，S3開通，S1關(guān)斷，S2，S4交替導(dǎo)通，開關(guān)頻率分別為fsw。所以在一個完整的調(diào)制周期內(nèi)，平均開關(guān)頻率fav＝fsw／2，輸出電壓的等效開關(guān)頻率fap＝fsw。在參考電壓為正時，S2一直導(dǎo)通，而S1頻繁的開斷，且S1關(guān)斷的電流比較大。由對稱性可知，S1，S4的開關(guān)損耗比S2，S3會更多一些。
2.2 3L－ANPC和3L－SNPC拓?fù)?/h3>
三電平有源中點(diǎn)鉗位式（3L－ANPC）和三電平層疊中點(diǎn)鉗位式拓?fù)洌?L－SNPC）都是二極管中點(diǎn)鉗位拓?fù)涞难苌負(fù)?。其單相電路圖分別如圖2、圖3所示。
圖2 三電平有源中點(diǎn)鉗位式（3L－ANPC）單相拓?fù)銯ig.2 Single－phase topology of three－level active NPC
圖3 三電平層疊中點(diǎn)鉗位式（3L－SNPC）單相拓?fù)銯ig.3 Single－phase topology of three－level stacked NPC
3L－ANPC與二極管鉗位式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，就是利用2個IGBT替代原來的鉗位二極管。因此，在零電平狀態(tài)時，有源鉗位就會比二極管鉗位式多出2條零電平狀態(tài)時的電流通路。采用不同的PWM策略進(jìn)行調(diào)制時，每種狀態(tài)所對應(yīng)的開關(guān)器件的開關(guān)順序也會不同。這里采用交替反向?qū)盈B式（APOD）PWM 進(jìn)行脈寬調(diào)制時，3L－ANPC可以實(shí)現(xiàn)的狀態(tài)分別為：P，，，N，，。圖4即為調(diào)制時各個開關(guān)管的開關(guān)次序圖。
圖4 3L－ANPC拓?fù)涞腁POD－PWM調(diào)制策略Fig.4 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ANPC topology
當(dāng)參考電壓ur為正時，S1和S1c交替導(dǎo)通，S2c和S1的控制信號相同，S2和S3交替導(dǎo)通，S4一直關(guān)斷，此時可以實(shí)現(xiàn)3種狀態(tài)：P，，。S1，S2都導(dǎo)通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)P，這時雖然S2c也導(dǎo)通，但它不會影響負(fù)載電流的通路，這時負(fù)載電流從2個IGBT中流過，或者從IGBT反向并聯(lián)的反向二極管中流；S1c和S2都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，此時負(fù)載電流從1個開關(guān)管和1個反向二極管中流過；S3和S2c都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，負(fù)載電流從一個開關(guān)管和一個反向二極管中流過。
當(dāng)參考電壓ur為負(fù)時，S4和S2c交替導(dǎo)通，S1c和S4的控制信號相同，S2和S3交替導(dǎo)通，S1一直關(guān)斷，此時可以實(shí)現(xiàn)3種狀態(tài)：N，，。S3，S4都導(dǎo)通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)N，這時雖然S1c也導(dǎo)通，但它不會影響負(fù)載電流的通路，此時負(fù)載電流從2個IGBT或者從2個反向二極管中流過；S2c和S3都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，此時負(fù)載電流從1個開關(guān)管和1個反向二極管中流過；S2和S1c都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，負(fù)載電流從一個開關(guān)管和一個反向二極管中流過，雖然此時S4也導(dǎo)通，但它不會影響負(fù)載電流的通路。
S2在整個周期內(nèi)都工作，所以其平均開關(guān)頻率fav＝fsw。由拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對稱性可知，開關(guān)管S3的平均開關(guān)頻率fav＝fsw。而其他幾個開關(guān)管的平均開關(guān)頻率均為fap＝fsw／2。
3L－SNPC拓?fù)渑c3L－ANPC相似，也可以采用圖4所示APOD－PWM策略進(jìn)行調(diào)制。而且其拓?fù)渲懈鱾€開關(guān)管的開關(guān)性能都相似。輸出電壓的平均等效開關(guān)頻率fap＝2fsw。因?yàn)樵谡麄€周期內(nèi)S2，S3都會工作在開關(guān)狀態(tài)，因此其平均開關(guān)頻率fav＝fsw，而其他開關(guān)管（包括2個鉗位二極管D1，D2在內(nèi)）的平均工作頻率fav＝fsw／2。
由以上分析可以看出，因?yàn)?L－NPC拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)問題造成其在工作時開關(guān)管的損耗分布不均衡。雖然3L－ANPC和3L－SNPC拓?fù)涮峁┝烁嗟牧銧顟B(tài)，使得輸出電壓的開關(guān)頻率倍增，但仍有開關(guān)管S2，S3在一個周期內(nèi)以頻率fsw工作，因此也限制了整個轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率和容量。
所以在3L－ANPC和3L－SNPC的基礎(chǔ)上，產(chǎn)生了一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以平衡所有開關(guān)器件平均的工作頻率。
3 3L－ASNPC拓?fù)涞脑砗吞攸c(diǎn)
3L－ASNPC單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。與3L－SNPC相比，使用2個可以控制的IGBT取代原來的鉗位二極管，因此與3L－SNPC相比，它多提供了2條零狀態(tài)時的電流通路，所有這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就會有更多的PWM調(diào)制策略，選擇合適的調(diào)制方法就可以平衡所有功率器件的損耗。在本文中所給出的APOD－PWM策略可以使得所有的開關(guān)器件的平均頻率fav＝fsw／2，而且輸出電壓的等效開關(guān)頻率fap＝2fsw。與3L－ANPC在圖4中的控制方法相似，我們給出了3L－ASNPC的APOD－PWM策略，及其對應(yīng)的開關(guān)次序圖見圖6。把參考電壓與載波Sd1和Sd2相比較可以得到6種開關(guān)狀態(tài)：P
圖5 3L－ASNPC單相拓?fù)鋱DFig.5 Single－phase topology of threelevel active stacked NPC
圖6 3L－ASNPC拓?fù)涞腁POD－PWM調(diào)制策略Fig.6 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ASNPC topology
每種狀態(tài)對應(yīng)的開關(guān)次序如表1所示。
表1 3L－ASNPC變換器開關(guān)次序Tab.1 Switching sequence of 3L－ASNPC
當(dāng)參考正弦電壓為正時，S1和S1c、S2和S3c的控制信號互補(bǔ)，S4c的控制信號與S1相同，其他的開關(guān)器件均關(guān)斷。在狀態(tài)P時，雖然S4c也開通，但它并不影響負(fù)載電流的通路，只對狀態(tài)有作用。當(dāng)參考正弦電壓為負(fù)時，S3和S4、S2c和S4c的控制信號互補(bǔ)，S3c的控制信號與S4相同，其他的開關(guān)器件均關(guān)斷。在狀態(tài)N時，雖然S3c也開通，但它并不影響負(fù)載電流的通路，只對狀態(tài)有作用。
3.1 3L－ASNPC拓?fù)涞拈_關(guān)狀態(tài)
由表1可知，當(dāng)開關(guān)管S1，S2開通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)P，雖然S4c也開通，但沒有電流流過，因此沒有相應(yīng)的導(dǎo)通損耗。當(dāng)開關(guān)管S3，S4導(dǎo)通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)N，S3c也開通，但沒有導(dǎo)通損耗。對于零電平，總共有4種狀態(tài)。通過選擇不同的電流通路：S1c和S2，S3c和S4c，S2c和S3，就可以分配零電平狀態(tài)時的導(dǎo)通損耗。因?yàn)樵诹汶娖綘顟B(tài)時，無論選擇哪一條電流通路，無論負(fù)載電流為正或者為負(fù)，總會有一個開關(guān)管和一個反向并聯(lián)二極管導(dǎo)通。
圖7 3L－ASNPC拓?fù)涓髁銧顟B(tài)的電流通路Fig.7 Current paths corresponding to zero states for 3L－ASNPC
3.2 狀態(tài)切換過程
P→：負(fù)載電流通路由（S1，S2）換為（S1c，S2）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S1，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S1c?！鶳：負(fù)載電流通路由（S1c，S2）換為（S1，S2）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S1c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S1。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S1，S1c均關(guān)斷）如圖8a所示。
P→：負(fù)載電流通路由（S1，S2）換為（S3c，S4c）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S2，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S3c?！鶳：負(fù)載電流通路由（S3c，S4c）換為（S1，S2）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S3c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S2。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S2，S3c均關(guān)斷）如圖8b所示。
N→：負(fù)載電流通路由（S3，S4）換為（S3，S2c）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S4，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S2c?！鶱：負(fù)載電流通路由（S2c，S3）換為（S3，S4）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S2c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S4。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S2c，S4均關(guān)斷）如圖8c所示。
N→：負(fù)載電流通路由（S3，S4）換為（S3c，S4c）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S3，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S4c?！鶱：負(fù)載電流通路由（S3c，S4c）換為（S3，S4）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S4c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S3。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S3，S4c均關(guān)斷）如圖8d所示。
由上述分析可知，在3L－ASNPC拓?fù)渲械拿恳粋€開關(guān)管只在半個周期內(nèi)以開關(guān)頻率fsw工作，所以在整個周期內(nèi)的平均開關(guān)頻率fav＝fsw／2。與此同時，輸出電壓的等效開關(guān)頻率fap＝2fsw。這一特點(diǎn)可以平衡開關(guān)器件的開關(guān)損耗。
4 仿真驗(yàn)證
在 Matlab／Simulink中搭建3L－ASNPC 單相拓?fù)涞哪Ｐ?，并根?jù)圖8和表1中所給的開關(guān)次序進(jìn)行 APOD－PWM 控制。仿真參數(shù)為：VDC＝2 000V，電阻R＝5Ω，電感L＝0.01H，載波頻率fsw＝1 000Hz，參考電壓頻率fr＝50Hz，調(diào)制比M＝1。
圖9為單相3L－ASNPC拓?fù)涞妮敵鲭妷号c電流波形。波形可以驗(yàn)證所提出的AVOD－PWM控制策略的有效性。輸出電壓等效開關(guān)頻率fap＝2fsw＝2 000Hz。
圖9 單相3L－ASNPC拓?fù)涞妮敵鲭妷号c電流波形Fig.9 Output voltage and current simulated waveforms of single－phase 3L－ASNPC
圖10為3L－ASNPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形，圖11為3L－ANPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形。可以看出3L－ASNPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2只在參考電壓為正的半個周期內(nèi)以開關(guān)頻率fsw工作，當(dāng)參考電壓為負(fù)時，沒有電流流過S2，因此在整個調(diào)制周期內(nèi)S2的平均開關(guān)頻率為fsw／2，由拓?fù)涞膶ΨQ性可知S3也會有相同的工作特點(diǎn)。而3L－ANPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2在整個調(diào)制周期內(nèi)都以調(diào)制頻率fsw工作，所以在整個周期內(nèi)的平均開關(guān)頻率也為fsw。
圖10 3L－ASNPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形Fig.10 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ASNPC
圖11 3L－ANPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形Fig.11 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ANPC
5 結(jié)論
本文通過對3L－NPC、3L－ANPC、3L－ASNPC拓?fù)溥M(jìn)行原理分析和仿真驗(yàn)證，得出以下結(jié)論。
1）3L－NPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)清晰，控制簡單，但其每一個橋臂上的開關(guān)器件的損耗分布不平均，而且輸出電壓等效的開關(guān)頻率與調(diào)制頻率相同。
2）3L－ANPC比3L－NPC多了兩條零電平電流通路，因此可以更好地平衡各個開關(guān)器件的功率損耗，而且可以使輸出電壓的等效開關(guān)頻率增倍。但是同一橋臂上的各個開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率不相等，限制整個設(shè)備的最大開關(guān)頻率或者輸出功率等級。
3）3L－ASNPC拓?fù)浔?L－NPC又多了兩條零電平電流通路，因此可以使所有開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率減小為調(diào)制頻率的一半，使輸出電壓的等效開關(guān)頻率為調(diào)制頻率的2倍。因此，3L－ASNPC拓?fù)鋾舆m合大功率、高開關(guān)頻率的場合。雖然，為此付出的代價(jià)是使用了更多的開關(guān)器件，但是可以想象在不遠(yuǎn)的將來，隨著控制策略的改進(jìn)，3L－ASNPC拓?fù)湟欢〞懈訌V泛的應(yīng)用。
［1］Nabae A，Takahashi I，Akagi H.A New Neutral－point Clamped PWM Inverter［J］.IEEE Trans.on Industrial Application，1981，17（5）：518－523.
［2］景巍，譚國俊，趙張飛.有源鉗位三電平變頻器調(diào)制策略及損耗分析［J］.電氣傳動，2011，41（2）：3－6.
［3］陳權(quán)，王群京，姜衛(wèi)東，等.二極管鉗位型三電平變換器開關(guān)損耗分析［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2008，23（2）：68－75.
［4］陳權(quán)，王群京，姜衛(wèi)東，等.中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器通態(tài)損耗分析［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2007，22（3）：66－71.
［5］Brückner T，Bernet S，Güldner H.The Active NPC Converter and its Loss－balancing Control［J］.IEEE Trans.on Industrial Application，2005，52（3）：855－868.
［6］Dan Floricau，Guillaume Gateau，Dumitrescu M，etal.A New Stacked NPC Converter：3L－topology and Control［C］∥EPE，2007：1－10.
［7］王琛琛，李永東.多電平變換器拓?fù)潢P(guān)系及新型拓?fù)洌跩］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2011，26（1）：92－99.
［8］Dan Floricau，Guillaume Gateau，Alexandre Leredde.New Active Stacked NPC Multilevel Converter：Operation and Features［J］.IEEE Trans.on Industrial Application，2010，57（7）：2272－2278.
猜你喜歡
基于Petri網(wǎng)的無刷直流電機(jī)混合導(dǎo)通DSP控制方法莆田學(xué)院學(xué)報(bào)(2021年5期)2021-11-13 06:36:38 一類防雷場所接地引下線導(dǎo)通測試及分析甘肅科技(2020年20期)2020-04-13 00:30:22 二極管及其典型應(yīng)用電路仿真測試電子制作(2016年19期)2016-08-24 07:49:58 180°導(dǎo)通方式無刷直流電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動研究電測與儀表(2016年1期)2016-04-12 00:35:12 二極管鉗位型三電平APF電流環(huán)的分析和設(shè)計(jì)電測與儀表(2016年20期)2016-04-11 11:39:46 IGBT驅(qū)動有源鉗位電路的研究與仿真通信電源技術(shù)(2016年4期)2016-04-04 02:57:10 有源鉗位反激式光伏并網(wǎng)微逆變器的效率分析電測與儀表(2015年2期)2015-04-09 11:29:02 Diodes超速開關(guān)二極管提供超低漏電流電子設(shè)計(jì)工程(2015年15期)2015-02-27 12:07:15 PIN二極管限幅器的電磁脈沖損傷特性試驗(yàn)中國艦船研究(2015年2期)2015-02-10 06:45:49 開關(guān)電感Z源三電平中點(diǎn)鉗位逆變器的研究電測與儀表(2014年18期)2014-04-04 12:33:18
，，
（中國礦業(yè)大學(xué) 信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州 221008）
1 引言
三電平變換器從產(chǎn)生至今已經(jīng)有近30年的發(fā)展歷史，其間產(chǎn)生了大量的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。三電平拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)多電平輸出，使變換器能夠應(yīng)用于更高電壓等級的場合，提高輸出電壓的諧波性能。1977年德國學(xué)者Holtz提出三電平逆變器主電路及其方案。1980年日本長岡科技大學(xué)的Nable A.等人在此基礎(chǔ)上繼續(xù)發(fā)展［1］，將輔助鉗位的開關(guān)管用一對二極管替代，分別與上、下橋臂串聯(lián)的主開關(guān)管中點(diǎn)相連，以輔助中點(diǎn)鉗位，單相的二極管中點(diǎn)鉗位式（NPC）轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。
變換器隨著其容量的不斷提升，功率器件的損耗也急劇增加，散熱問題已成為大功率三電平變頻器研發(fā)過程中的關(guān)鍵問題之一。功率器件的溫度都受其導(dǎo)通損耗（conduction losses）和開關(guān)損耗（switching losses）的共同影響。目前，國內(nèi)學(xué)者對于三電平變頻器的損耗計(jì)算和分析已有較多的研究［2－4］。
圖1 三電平二極管中點(diǎn)鉗位式單相拓?fù)銯ig.1 Single－phase three－level diode NPC
常用的二極管中點(diǎn)鉗位式三電平（3L－NPC）變換器的缺點(diǎn)之一就是同一橋臂內(nèi)外管的損耗分布不平均［2］。一些衍生的新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，比如三電平有源 NPC（three－level active NPC）、三電平層疊式 NPC（three－level stacked NPC）［5－6］。采用ANPC或者SNPC的結(jié)構(gòu)可以比傳統(tǒng)的NPC提高20%的系統(tǒng)容量或者85%的開關(guān)頻率，這對于實(shí)際應(yīng)用很有價(jià)值［7］。衍生的拓?fù)淇梢蕴峁┍瘸Ｓ玫亩O管鉗位式拓?fù)涓嗟牧汶娖降碾娏骰芈罚ㄟ^對零電平的分配，也能夠有效地平衡各管之間的損耗。
在3L－ANPC和3L－SNPC 的基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)［8］提出了一種新的衍生拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，兩個IGBT替代二極管進(jìn)行鉗位，并有2個附加的可控開關(guān)與鉗位二極管反向平行連接。這種拓?fù)浣凶鋈娖接性磳盈B中點(diǎn)鉗位式（3L－ASNPC）拓?fù)洹?L－ASNPC拓?fù)涞闹饕獌?yōu)勢是可以減少所有開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率，平衡器件的開關(guān)損耗。而且可以使輸出電壓的等效開關(guān)頻率變?yōu)檎{(diào)制頻率的2倍。
本文首先介紹了常見的NPC拓?fù)?，然后?L－ASNPC拓?fù)涞墓ぷ髟磉M(jìn)行分析，利用交替反向?qū)盈B式（APOD）PWM進(jìn)行調(diào)制，通過 Matlab仿真驗(yàn)證其工作原理的分析和所提PWM算法的有效性。
2 常見3L－NPC的拓?fù)浞治?/h2>2.1 三電平二極管中點(diǎn)鉗位式拓?fù)?/h3>
二極管中點(diǎn)鉗位式三電平變換器在大功率交流傳動中應(yīng)用十分廣泛。在圖1所示主回路中，直流電源被2個串聯(lián)的獨(dú)立電容分成3種電平：高電平狀態(tài)P（＋VDC／2），零電平狀態(tài)0和低電平狀態(tài)N（－VDC／2）。開關(guān)器件（本文中的開關(guān)器件均為IGBT）S1，S2導(dǎo)通，S2，S3斷開時，輸出端為高電平；S3，S4導(dǎo)通，S1，S2斷開時，輸出端為低電平；S1，S4斷開，S2，S3導(dǎo)通時，輸出端為零電平。在零電平狀態(tài)時，電流有2條通路：id為正向時，電流由鉗位二極管D1，S2流向負(fù)載；id為反向時，電流由負(fù)載側(cè)經(jīng)S3，D2流向O點(diǎn)。
采用SPWM對二極管中點(diǎn)鉗位式NPC進(jìn)行調(diào)制，載波頻率為fsw。當(dāng)正弦參考電壓為正時，S2開通，S4關(guān)斷，S1，S3交替導(dǎo)通，開關(guān)頻率分別為fsw。正弦參考電壓為負(fù)時，S3開通，S1關(guān)斷，S2，S4交替導(dǎo)通，開關(guān)頻率分別為fsw。所以在一個完整的調(diào)制周期內(nèi)，平均開關(guān)頻率fav＝fsw／2，輸出電壓的等效開關(guān)頻率fap＝fsw。在參考電壓為正時，S2一直導(dǎo)通，而S1頻繁的開斷，且S1關(guān)斷的電流比較大。由對稱性可知，S1，S4的開關(guān)損耗比S2，S3會更多一些。
2.2 3L－ANPC和3L－SNPC拓?fù)?/h3>
三電平有源中點(diǎn)鉗位式（3L－ANPC）和三電平層疊中點(diǎn)鉗位式拓?fù)洌?L－SNPC）都是二極管中點(diǎn)鉗位拓?fù)涞难苌負(fù)?。其單相電路圖分別如圖2、圖3所示。
圖2 三電平有源中點(diǎn)鉗位式（3L－ANPC）單相拓?fù)銯ig.2 Single－phase topology of three－level active NPC
圖3 三電平層疊中點(diǎn)鉗位式（3L－SNPC）單相拓?fù)銯ig.3 Single－phase topology of three－level stacked NPC
3L－ANPC與二極管鉗位式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，就是利用2個IGBT替代原來的鉗位二極管。因此，在零電平狀態(tài)時，有源鉗位就會比二極管鉗位式多出2條零電平狀態(tài)時的電流通路。采用不同的PWM策略進(jìn)行調(diào)制時，每種狀態(tài)所對應(yīng)的開關(guān)器件的開關(guān)順序也會不同。這里采用交替反向?qū)盈B式（APOD）PWM 進(jìn)行脈寬調(diào)制時，3L－ANPC可以實(shí)現(xiàn)的狀態(tài)分別為：P，，，N，，。圖4即為調(diào)制時各個開關(guān)管的開關(guān)次序圖。
圖4 3L－ANPC拓?fù)涞腁POD－PWM調(diào)制策略Fig.4 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ANPC topology
當(dāng)參考電壓ur為正時，S1和S1c交替導(dǎo)通，S2c和S1的控制信號相同，S2和S3交替導(dǎo)通，S4一直關(guān)斷，此時可以實(shí)現(xiàn)3種狀態(tài)：P，，。S1，S2都導(dǎo)通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)P，這時雖然S2c也導(dǎo)通，但它不會影響負(fù)載電流的通路，這時負(fù)載電流從2個IGBT中流過，或者從IGBT反向并聯(lián)的反向二極管中流；S1c和S2都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，此時負(fù)載電流從1個開關(guān)管和1個反向二極管中流過；S3和S2c都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，負(fù)載電流從一個開關(guān)管和一個反向二極管中流過。
當(dāng)參考電壓ur為負(fù)時，S4和S2c交替導(dǎo)通，S1c和S4的控制信號相同，S2和S3交替導(dǎo)通，S1一直關(guān)斷，此時可以實(shí)現(xiàn)3種狀態(tài)：N，，。S3，S4都導(dǎo)通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)N，這時雖然S1c也導(dǎo)通，但它不會影響負(fù)載電流的通路，此時負(fù)載電流從2個IGBT或者從2個反向二極管中流過；S2c和S3都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，此時負(fù)載電流從1個開關(guān)管和1個反向二極管中流過；S2和S1c都導(dǎo)通時，可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)，負(fù)載電流從一個開關(guān)管和一個反向二極管中流過，雖然此時S4也導(dǎo)通，但它不會影響負(fù)載電流的通路。
S2在整個周期內(nèi)都工作，所以其平均開關(guān)頻率fav＝fsw。由拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對稱性可知，開關(guān)管S3的平均開關(guān)頻率fav＝fsw。而其他幾個開關(guān)管的平均開關(guān)頻率均為fap＝fsw／2。
3L－SNPC拓?fù)渑c3L－ANPC相似，也可以采用圖4所示APOD－PWM策略進(jìn)行調(diào)制。而且其拓?fù)渲懈鱾€開關(guān)管的開關(guān)性能都相似。輸出電壓的平均等效開關(guān)頻率fap＝2fsw。因?yàn)樵谡麄€周期內(nèi)S2，S3都會工作在開關(guān)狀態(tài)，因此其平均開關(guān)頻率fav＝fsw，而其他開關(guān)管（包括2個鉗位二極管D1，D2在內(nèi)）的平均工作頻率fav＝fsw／2。
由以上分析可以看出，因?yàn)?L－NPC拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)問題造成其在工作時開關(guān)管的損耗分布不均衡。雖然3L－ANPC和3L－SNPC拓?fù)涮峁┝烁嗟牧銧顟B(tài)，使得輸出電壓的開關(guān)頻率倍增，但仍有開關(guān)管S2，S3在一個周期內(nèi)以頻率fsw工作，因此也限制了整個轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率和容量。
所以在3L－ANPC和3L－SNPC的基礎(chǔ)上，產(chǎn)生了一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以平衡所有開關(guān)器件平均的工作頻率。
3 3L－ASNPC拓?fù)涞脑砗吞攸c(diǎn)
3L－ASNPC單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。與3L－SNPC相比，使用2個可以控制的IGBT取代原來的鉗位二極管，因此與3L－SNPC相比，它多提供了2條零狀態(tài)時的電流通路，所有這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就會有更多的PWM調(diào)制策略，選擇合適的調(diào)制方法就可以平衡所有功率器件的損耗。在本文中所給出的APOD－PWM策略可以使得所有的開關(guān)器件的平均頻率fav＝fsw／2，而且輸出電壓的等效開關(guān)頻率fap＝2fsw。與3L－ANPC在圖4中的控制方法相似，我們給出了3L－ASNPC的APOD－PWM策略，及其對應(yīng)的開關(guān)次序圖見圖6。把參考電壓與載波Sd1和Sd2相比較可以得到6種開關(guān)狀態(tài)：P
圖5 3L－ASNPC單相拓?fù)鋱DFig.5 Single－phase topology of threelevel active stacked NPC
圖6 3L－ASNPC拓?fù)涞腁POD－PWM調(diào)制策略Fig.6 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ASNPC topology
每種狀態(tài)對應(yīng)的開關(guān)次序如表1所示。
表1 3L－ASNPC變換器開關(guān)次序Tab.1 Switching sequence of 3L－ASNPC
當(dāng)參考正弦電壓為正時，S1和S1c、S2和S3c的控制信號互補(bǔ)，S4c的控制信號與S1相同，其他的開關(guān)器件均關(guān)斷。在狀態(tài)P時，雖然S4c也開通，但它并不影響負(fù)載電流的通路，只對狀態(tài)有作用。當(dāng)參考正弦電壓為負(fù)時，S3和S4、S2c和S4c的控制信號互補(bǔ)，S3c的控制信號與S4相同，其他的開關(guān)器件均關(guān)斷。在狀態(tài)N時，雖然S3c也開通，但它并不影響負(fù)載電流的通路，只對狀態(tài)有作用。
3.1 3L－ASNPC拓?fù)涞拈_關(guān)狀態(tài)
由表1可知，當(dāng)開關(guān)管S1，S2開通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)P，雖然S4c也開通，但沒有電流流過，因此沒有相應(yīng)的導(dǎo)通損耗。當(dāng)開關(guān)管S3，S4導(dǎo)通時，實(shí)現(xiàn)狀態(tài)N，S3c也開通，但沒有導(dǎo)通損耗。對于零電平，總共有4種狀態(tài)。通過選擇不同的電流通路：S1c和S2，S3c和S4c，S2c和S3，就可以分配零電平狀態(tài)時的導(dǎo)通損耗。因?yàn)樵诹汶娖綘顟B(tài)時，無論選擇哪一條電流通路，無論負(fù)載電流為正或者為負(fù)，總會有一個開關(guān)管和一個反向并聯(lián)二極管導(dǎo)通。
圖7 3L－ASNPC拓?fù)涓髁銧顟B(tài)的電流通路Fig.7 Current paths corresponding to zero states for 3L－ASNPC
3.2 狀態(tài)切換過程
P→：負(fù)載電流通路由（S1，S2）換為（S1c，S2）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S1，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S1c?！鶳：負(fù)載電流通路由（S1c，S2）換為（S1，S2）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S1c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S1。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S1，S1c均關(guān)斷）如圖8a所示。
P→：負(fù)載電流通路由（S1，S2）換為（S3c，S4c）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S2，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S3c?！鶳：負(fù)載電流通路由（S3c，S4c）換為（S1，S2）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S3c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S2。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S2，S3c均關(guān)斷）如圖8b所示。
N→：負(fù)載電流通路由（S3，S4）換為（S3，S2c）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S4，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S2c?！鶱：負(fù)載電流通路由（S2c，S3）換為（S3，S4）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S2c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S4。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S2c，S4均關(guān)斷）如圖8c所示。
N→：負(fù)載電流通路由（S3，S4）換為（S3c，S4c）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S3，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S4c?！鶱：負(fù)載電流通路由（S3c，S4c）換為（S3，S4）。首先，要關(guān)斷開關(guān)管S4c，經(jīng)過一個死區(qū)時間后，開通S3。在死區(qū)時間內(nèi)的電流通路（S3，S4c均關(guān)斷）如圖8d所示。
由上述分析可知，在3L－ASNPC拓?fù)渲械拿恳粋€開關(guān)管只在半個周期內(nèi)以開關(guān)頻率fsw工作，所以在整個周期內(nèi)的平均開關(guān)頻率fav＝fsw／2。與此同時，輸出電壓的等效開關(guān)頻率fap＝2fsw。這一特點(diǎn)可以平衡開關(guān)器件的開關(guān)損耗。
4 仿真驗(yàn)證
在 Matlab／Simulink中搭建3L－ASNPC 單相拓?fù)涞哪Ｐ?，并根?jù)圖8和表1中所給的開關(guān)次序進(jìn)行 APOD－PWM 控制。仿真參數(shù)為：VDC＝2 000V，電阻R＝5Ω，電感L＝0.01H，載波頻率fsw＝1 000Hz，參考電壓頻率fr＝50Hz，調(diào)制比M＝1。
圖9為單相3L－ASNPC拓?fù)涞妮敵鲭妷号c電流波形。波形可以驗(yàn)證所提出的AVOD－PWM控制策略的有效性。輸出電壓等效開關(guān)頻率fap＝2fsw＝2 000Hz。
圖9 單相3L－ASNPC拓?fù)涞妮敵鲭妷号c電流波形Fig.9 Output voltage and current simulated waveforms of single－phase 3L－ASNPC
圖10為3L－ASNPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形，圖11為3L－ANPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形。可以看出3L－ASNPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2只在參考電壓為正的半個周期內(nèi)以開關(guān)頻率fsw工作，當(dāng)參考電壓為負(fù)時，沒有電流流過S2，因此在整個調(diào)制周期內(nèi)S2的平均開關(guān)頻率為fsw／2，由拓?fù)涞膶ΨQ性可知S3也會有相同的工作特點(diǎn)。而3L－ANPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2在整個調(diào)制周期內(nèi)都以調(diào)制頻率fsw工作，所以在整個周期內(nèi)的平均開關(guān)頻率也為fsw。
圖10 3L－ASNPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形Fig.10 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ASNPC
圖11 3L－ANPC拓?fù)渲虚_關(guān)管S2的電壓電流波形Fig.11 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ANPC
5 結(jié)論
本文通過對3L－NPC、3L－ANPC、3L－ASNPC拓?fù)溥M(jìn)行原理分析和仿真驗(yàn)證，得出以下結(jié)論。
1）3L－NPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)清晰，控制簡單，但其每一個橋臂上的開關(guān)器件的損耗分布不平均，而且輸出電壓等效的開關(guān)頻率與調(diào)制頻率相同。
2）3L－ANPC比3L－NPC多了兩條零電平電流通路，因此可以更好地平衡各個開關(guān)器件的功率損耗，而且可以使輸出電壓的等效開關(guān)頻率增倍。但是同一橋臂上的各個開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率不相等，限制整個設(shè)備的最大開關(guān)頻率或者輸出功率等級。
3）3L－ASNPC拓?fù)浔?L－NPC又多了兩條零電平電流通路，因此可以使所有開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率減小為調(diào)制頻率的一半，使輸出電壓的等效開關(guān)頻率為調(diào)制頻率的2倍。因此，3L－ASNPC拓?fù)鋾舆m合大功率、高開關(guān)頻率的場合。雖然，為此付出的代價(jià)是使用了更多的開關(guān)器件，但是可以想象在不遠(yuǎn)的將來，隨著控制策略的改進(jìn)，3L－ASNPC拓?fù)湟欢〞懈訌V泛的應(yīng)用。
［1］Nabae A，Takahashi I，Akagi H.A New Neutral－point Clamped PWM Inverter［J］.IEEE Trans.on Industrial Application，1981，17（5）：518－523.
［2］景巍，譚國俊，趙張飛.有源鉗位三電平變頻器調(diào)制策略及損耗分析［J］.電氣傳動，2011，41（2）：3－6.
［3］陳權(quán)，王群京，姜衛(wèi)東，等.二極管鉗位型三電平變換器開關(guān)損耗分析［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2008，23（2）：68－75.
［4］陳權(quán)，王群京，姜衛(wèi)東，等.中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器通態(tài)損耗分析［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2007，22（3）：66－71.
［5］Brückner T，Bernet S，Güldner H.The Active NPC Converter and its Loss－balancing Control［J］.IEEE Trans.on Industrial Application，2005，52（3）：855－868.
［6］Dan Floricau，Guillaume Gateau，Dumitrescu M，etal.A New Stacked NPC Converter：3L－topology and Control［C］∥EPE，2007：1－10.
［7］王琛琛，李永東.多電平變換器拓?fù)潢P(guān)系及新型拓?fù)洌跩］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2011，26（1）：92－99.
［8］Dan Floricau，Guillaume Gateau，Alexandre Leredde.New Active Stacked NPC Multilevel Converter：Operation and Features［J］.IEEE Trans.on Industrial Application，2010，57（7）：2272－2278.
猜你喜歡
莆田學(xué)院學(xué)報(bào)(2021年5期)2021-11-13 06:36:38
甘肅科技(2020年20期)2020-04-13 00:30:22
電子制作(2016年19期)2016-08-24 07:49:58
電測與儀表(2016年1期)2016-04-12 00:35:12
電測與儀表(2016年20期)2016-04-11 11:39:46
通信電源技術(shù)(2016年4期)2016-04-04 02:57:10
電測與儀表(2015年2期)2015-04-09 11:29:02
電子設(shè)計(jì)工程(2015年15期)2015-02-27 12:07:15
中國艦船研究(2015年2期)2015-02-10 06:45:49
電測與儀表(2014年18期)2014-04-04 12:33:18
