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    FPGA的寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)源設(shè)計(jì)

    2012-08-27 08:32:52孫作亮李廷軍鐘洪聲
    關(guān)鍵詞:分頻器雜散信號(hào)源

    孫作亮,李廷軍,鐘洪聲

    (電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院,成都611731)

    引 言

    頻率源是通信系統(tǒng)、雷達(dá)系統(tǒng)、儀器儀表等現(xiàn)代電子系統(tǒng)的核心部分之一,其性能的優(yōu)劣直接影響到整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。目前的頻率合成方法有多種,其中,應(yīng)用廣泛的有直接數(shù)字頻率合成技術(shù)(Direct Digital Synthesis,DDS)和鎖相式頻率合成器(Phase Locked Loop,PLL)兩種,但二者又有各自的優(yōu)缺點(diǎn)。DDS具有較高的頻率精度和雜散抑制,但寬頻帶是其實(shí)現(xiàn)難點(diǎn);而PLL具有較高的頻率輸出帶寬,但是輸出頻率不可避免的相位噪聲和雜散是其缺陷[1]。本文論述的寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)源設(shè)計(jì)結(jié)合了二者的優(yōu)勢(shì),能夠產(chǎn)生低噪聲雜散并且高輸出帶寬的信號(hào)。

    由于近些年來(lái),寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)以其獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)在通信和雷達(dá)系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用,因此,本文重點(diǎn)討論LS波段寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)源設(shè)計(jì)方法,考慮到FPGA具有較高的系統(tǒng)集成和時(shí)序控制性能,設(shè)計(jì)采用Xilinx公司的spartan3 系列FPGA 進(jìn)行頻率源模塊的配置和控制,使頻率源輸出的頻率能夠滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。

    1 頻率合成器的工作原理

    頻率合成器芯片采用ADI公司的寬帶頻率合成器芯片ADF4350。該芯片是一款內(nèi)部集成VCO、鑒相器、電荷泵、分頻器等的低噪聲雜散PLL(鎖相環(huán))芯片[2]。VCO基波輸出頻率范圍為2 200~4 400 MHz,支持小數(shù)和整數(shù)N 分頻,利用輸出端的1/2/4/8/16分頻電路可以產(chǎn)生帶寬為137.5~4 400 MHz頻段內(nèi)的任意頻率。片上VCO 內(nèi)核由3 個(gè)獨(dú)立的VCO 組成,其輸出靈敏度為33 MHz/V,每個(gè)VCO 使用16 個(gè)重疊頻段,可以?xún)H通過(guò)0.5~2.5V 壓控范圍,便可以控制整個(gè)頻帶的頻率輸出,該芯片采用5 mm×5 mm 封裝,具有集成度大、可靠性強(qiáng)、功耗低等特點(diǎn)。ADF4350 的詳細(xì)信息見(jiàn)參考文獻(xiàn)[2]。

    ADF4350頻率合成器的參考頻率fREF由外部提供,該頻率經(jīng)芯片內(nèi)部R 分頻器后提供給鑒相器,作為鑒相參考頻率FPFD。射頻輸出RFOUT的反饋頻率經(jīng)內(nèi)部N 分頻器后輸出的頻率為FN,鑒相器將FN與FPFD比較后的相位差轉(zhuǎn)換為與之成比例的脈沖,提供給電荷泵。電荷泵產(chǎn)生攜帶誤差信息的推拉電流,經(jīng)芯片外部的環(huán)路濾波器積分轉(zhuǎn)換成攜帶相位差信息的調(diào)諧電壓,調(diào)諧片上VCO 的壓控端,控制并輸出相應(yīng)的頻率。片上VCO 的輸出頻率經(jīng)輸出分頻器(1/2/4/8/16)電路輸出,產(chǎn)生所需射頻輸出信號(hào):

    其中,INT 為芯片內(nèi)部N 分頻器的整數(shù)分頻值,F(xiàn)RAC和MOD分別為N 分頻器的小數(shù)分頻系數(shù)的分子和分母值,射頻輸出端分頻系數(shù)RFD為1/2/4/8/16。因此,通過(guò)FPGA 配置,有規(guī)律的調(diào)整鑒相參考頻率FPFD或者內(nèi)部N 分頻器的分頻值便可以實(shí)現(xiàn)寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)源的設(shè)計(jì)。ADF4350硬件外圍原理圖如圖1所示。

    圖1 ADF4350外圍電路原理圖

    電阻R1用來(lái)選擇是否使用ADF4350的快速鎖定模式[2],具體阻值根據(jù)環(huán)路帶寬值通過(guò)ADIsimPLL 仿真工具計(jì)算。本系統(tǒng)選用非快速鎖定模式,因此實(shí)際電路中R1電阻部分為開(kāi)路。硬件電路的可測(cè)性設(shè)計(jì)可以方便后期的系統(tǒng)硬件調(diào)試??紤]到高頻信號(hào)的電路傳輸特點(diǎn),將各電源和主要引腳添加了濾波電容,頻率輸出端采用雙端口差分形式輸出,提高了頻率輸出的抗干擾特性。

    2 步進(jìn)頻率源的參數(shù)設(shè)計(jì)

    本文討論的寬帶步進(jìn)頻率源參數(shù)為:工作頻段為1.1~2.124GHz,射頻輸出步進(jìn)頻率間隔為2 MHz,即每個(gè)步進(jìn)周期共輸出512 個(gè)掃描頻率值。輸出功率可調(diào)。單頻點(diǎn)相位噪聲優(yōu)于-90dBc/Hz@10kHz,雜散優(yōu)于-60dBc。

    通過(guò)硬件調(diào)試發(fā)現(xiàn),每次更新N 分頻器的分頻值產(chǎn)生步進(jìn)頻率,由于分頻值的變化差異,導(dǎo)致芯片內(nèi)部鎖相環(huán)完全失鎖,一段時(shí)間后再重新恢復(fù)鎖定。在此期間,VCO 的壓控端將出現(xiàn)較大的抖動(dòng),延長(zhǎng)鎖定時(shí)間,輸出雜散嚴(yán)重,因此本文重點(diǎn)討論以下實(shí)現(xiàn)方案。

    固定ADF4350內(nèi)部分頻器的值,通過(guò)調(diào)整FPFD,使射頻輸出端產(chǎn)生滿(mǎn)足要求的寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)。DDS具有極高的頻率分辨率和極短的轉(zhuǎn)換時(shí)間,但其工作帶寬和輸出最高頻率受到限制。而鎖相頻率合成器具有很高的工作頻率和帶寬,但其轉(zhuǎn)換時(shí)間相對(duì)較長(zhǎng)[3]。因此本方案將二者結(jié)合起來(lái),融合二者優(yōu)勢(shì),便可獲得較高性能的頻率輸出。通過(guò)DDS控制改變FPFD產(chǎn)生滿(mǎn)足要求的寬帶步進(jìn)頻率信號(hào),內(nèi)部寄存器分頻值沒(méi)有隨步進(jìn)頻率的變化而改變,因此鎖相環(huán)失鎖時(shí)間很短,頻率輸出雜散抑制良好,滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。整體實(shí)現(xiàn)框圖如圖2所示。

    圖2 系統(tǒng)整體實(shí)現(xiàn)框圖

    設(shè)定ADF4350頻率合成器R 分頻器中的分頻參數(shù)為0。鑒相參考頻率等于外部參考頻率即fREF=FPFD。設(shè)定系統(tǒng)工作在低噪聲模式,射頻輸出分頻器為2分頻,反饋端設(shè)定為VCO 基頻。本方案選用的DDS芯片為ADI公司的低成本、低相位噪聲芯片AD9850,其頻率輸出計(jì)算公式為:

    其中,Phase為相位累加器的值,CLKIN為DDS參考輸入頻率,本文DDS的參考頻率由FPGA 內(nèi)部數(shù)字時(shí)鐘管理單元DCM 經(jīng)6倍頻輸出提供,為120 MHz。

    根據(jù)頻率輸出參數(shù)設(shè)計(jì)要求,設(shè)定頻率源芯片內(nèi)部分頻器值INT=160,F(xiàn)RAC=0,MOD=20。則由公式(1)可知:

    RFOUT=FPFD×[INT+(FRAC/MOD)]/RFD=FPFD×[160+(0/20)]/2=80FPFD

    因此,為了使RFOUT能夠輸出1.1~2.124GHz帶寬并且以2 MHz為步進(jìn)的掃描信號(hào),則FPFD相對(duì)應(yīng)的掃描頻率范圍為:

    FPFD=(1.1~2.124)GHz/80=13.75~26.55 MHz

    步進(jìn)間隔為:ΔFPFD=2 MHz/80=25kHz

    由于R 分頻器不參與分頻倍頻工作,則有fDDS=fREF=FPFD,ΔfDDS=ΔFPFD。由公式(2)可知:

    Phase=fDDS×232/120 MHz=(13.75~26.55 MHz)×232/120 MHz

    ΔPhase=ΔfDDS×232/120 MHz=894 785

    (phase)min=13.75MHz×232/120MHz=492 131 669

    (phase)max=26.55MHz×232/120MHz=950 261 514

    綜上所述,Phase配置數(shù)據(jù)應(yīng)為492 131 669~950 261 514,數(shù)據(jù)更新間隔為894 785,將Phase全部的配置數(shù)據(jù)利用Matlab軟件計(jì)算得出,通過(guò)FPGA 以一定時(shí)序配置DDS即可控制ADF4350輸出端產(chǎn)生滿(mǎn)足要求的寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)。

    3 測(cè)試結(jié)果

    ADF4350具有兩路射頻輸出,硬件設(shè)計(jì)考慮到系統(tǒng)的可擴(kuò)展性,分別將主輸出轉(zhuǎn)換成單端模式,傳輸至下一級(jí)。輔助射頻輸出端設(shè)計(jì)為差分輸出模式,方便系統(tǒng)功能擴(kuò)展。電路采用3.3 V 單電源供電,實(shí)際PCB 如圖3所示。

    圖3 ADF4350PCB

    利用示波器測(cè)試VCO 壓控端,在100kHz環(huán)路帶寬情況下,10倍電壓放大顯示電壓抖動(dòng)如圖4所示,測(cè)定鎖定時(shí)間約為12μs。

    圖4 VCO 的控制電壓

    通過(guò)R&S公司FSP頻譜分析儀,分別對(duì)單頻和步進(jìn)頻率進(jìn)行實(shí)際測(cè)試。單頻點(diǎn)測(cè)試通過(guò)FPGA 編程配置射頻輸出功率為+1dBm,測(cè)試輸出功率與相位噪聲,測(cè)試結(jié)果如表1所列。

    表1 單點(diǎn)頻測(cè)試

    測(cè)頻單點(diǎn)頻率輸出為1.5GHz,頻譜分析儀的SPAN寬度為50 MHz,輸出功率為0.22dBm,相位噪聲為-93.83dBc@10kHz,測(cè)試結(jié)果如圖5所示。

    圖5 單頻輸出的頻率和相位噪聲測(cè)試

    由FPGA 配置,設(shè)定每個(gè)步進(jìn)頻點(diǎn)的保持時(shí)間為100μs,通過(guò)頻譜分析儀,測(cè)試寬帶步進(jìn)頻率的功率值,結(jié)果如圖6所示。

    圖6 步進(jìn)頻率輸出頻率譜圖

    根據(jù)測(cè)試結(jié)果,本方案設(shè)計(jì)各項(xiàng)指標(biāo)基本滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。由于傳輸線(xiàn)的衰減和反射作用,導(dǎo)致步進(jìn)頻率掃描輸出功率不夠平穩(wěn)。本文設(shè)計(jì)的寬帶步進(jìn)頻率源的后級(jí)可通過(guò)擴(kuò)展數(shù)控衰減器、放大器、選頻濾波器等網(wǎng)絡(luò),將有利于調(diào)整輸出功率的平穩(wěn)度和帶外雜散抑制。

    結(jié) 語(yǔ)

    本方法設(shè)計(jì)的LS波段寬帶步進(jìn)頻率信號(hào)源結(jié)合了DDS和鎖相環(huán)芯片二者的優(yōu)點(diǎn),在FPGA 的綜合配置、控制下完成了滿(mǎn)足要求的頻率源設(shè)計(jì)要求。如果將VCO 的基準(zhǔn)電壓更新頻率按其16重疊頻段設(shè)置,即整個(gè)頻率輸出僅更新16次基準(zhǔn)電壓,那么在單個(gè)VCO 線(xiàn)性區(qū)間,輸出頻率的穩(wěn)定時(shí)間將為納秒級(jí),該方法將在后期的設(shè)計(jì)中重點(diǎn)研究。采用本方法設(shè)計(jì)的寬帶步進(jìn)頻率源具有集成度高、頻率穩(wěn)定性能好、電路簡(jiǎn)單、低功耗等特點(diǎn)。同時(shí),該頻率源作為通用電子設(shè)備頻率源,可通過(guò)FPGA 配置輸出135 MHz~4.4GHz的帶寬輸出,具有廣泛的工程實(shí)用價(jià)值。

    [1]馬宇飛,李署堅(jiān),鎖相式頻率合成器的設(shè)計(jì)與改進(jìn)[J].電訊技術(shù),2010,50(7).

    [2]Analog Devices.Wideband synthesizer with integrated VCO ADF4350datasheet,2008.

    [3]劉靜,馬彥恒,胡旭.一種S波段寬帶跳頻頻率合成器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].計(jì)算機(jī)測(cè)量與控制,2011(6).

    [4]Analog Devices.CMOS 125MHz Complete DDS Synthesizer AD9850Datesheet,2004.

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