TD-LTE系統(tǒng)PCI配置分析

李壽鵬，張國棟，蘇雷

（中國移動通信集團設計院有限公司山東分公司，濟南 251400）

1 PCI概述

PCI（Physical Cell Identifier，物理小區(qū)標識），也稱為物理小區(qū)ID。LTE系統(tǒng)提供504個物理層小區(qū)ID，與TD-SCDMA系統(tǒng)的128個擾碼概念類似。網管配置時，為小區(qū)配置0～503之間的一個號碼即可。PCI直接決定了小區(qū)同步序列，并且多個物理信道的加擾方式也和PCI相關。例如PDSCH的加擾序列的產生與物理小區(qū)ID是有關系的。而且，物理小區(qū)ID與小區(qū)專屬參考信號的頻域位置也是相關的。所以需要對相鄰小區(qū)的PCI進行合理的規(guī)劃以避免干擾。

2 PCI的獲取

2.1 主同步信號和輔同步信號

在TD-SCDMA系統(tǒng)中，UE解出小區(qū)擾碼序列（共有128種可能性），即可獲得該小區(qū)ID。TD-LTE的方式類似，不同的是UE需要解出兩個信號：主同步信號（PSS，共有3種可能性）和輔同步信號（SSS，共有168種可能性）。由兩個序列的序號組合，即可獲取該小區(qū)ID。 采用主輔同步信號的優(yōu)勢是能夠保證終端能夠準確并快速檢測出主同步信號，并在已知主同步信號的前提下來檢測輔同步信號，加快小區(qū)搜素速度。

圖1給出了PSS（Primary Synchronized Signal，主同步信號）和SSS（Secondary Synchronized Signal，輔同步信號）的位置示意圖。在時域上PSS位于DwPTS的第三個符號；SSS位于5ms第一個子幀的最后一個符號。PSS和SSS信號的位置相對固定。

圖1 同步信號時域位置示意圖

在頻域上，TD-LTE系統(tǒng)支持多種傳輸帶寬配置，為了保證各個系統(tǒng)帶寬下PSS和SSS位置的相對固定和檢測算法的實現(xiàn)簡化，PSS和SSS信號在頻域上總是處于整個系統(tǒng)帶寬中央1.08MHz（6個PRB塊）的位置，如圖2所示。

2.2 PCI的獲取

PCI是在小區(qū)搜索的時候獲取的。小區(qū)搜索時，首先進行時間同步檢測。其基本原理是使用本地同步序列和接收信號進行同步相關，進而獲得期望的峰值，根據峰值判斷出同步信號的位置。當終端處于初始接入狀態(tài)時，對接入小區(qū)的帶寬是未知的，主同步和輔同步處于整個帶寬中央，并占用1.08MHz帶寬。因此，初始接入時，UE首先在其支持的工作頻段內以100kHz為間隔的頻柵上進行掃描，并在每個頻點上進行主同步信道的檢測。在這一過程中，終端僅僅檢測1.08MHz的頻帶上是否存在主同步信號。

圖2 同步信號頻域位置示意圖

當檢測出PSS信號后，根據主同步信號和輔同步信號之間的固定關系，進行輔同步信號的檢測。小區(qū)在獲得了主同步信號和輔同步信號之后就獲得了小區(qū)的 PCI。

這里需要說明的是，TD-LTE系統(tǒng)既可以采用常規(guī)CP（Cyclic Prefix，循環(huán)前綴），也可以使用擴展CP，所以，對應的PSS和SSS之間的距離存在兩種可能，需要終端采用盲檢的方式識別，通常是采用PSS與SSS相關峰的距離進行判斷。檢測出SSS之后，系統(tǒng)采用的CP類型也就相應確定了。

3 PCI與小區(qū)專屬參考信號

3.1 PCI與PDSCH信道

概述中提到過，PCI的合理規(guī)劃能夠減少相鄰小區(qū)間的干擾。因為有些物理信道的加擾方式是和PCI有關的。例如PDSCH信道。PDSCH信道的加擾序列的初始化值（Cinit）是與PCI相關的，見式（1）。

3.2 PCI與小區(qū)專屬參考信號

PCI與小區(qū)專屬參考信號（CRS，Cell-specific Reference Signals）的產生，位置等都有著相關性，這些相關性導致了PCI在規(guī)劃時一些需要注意的原則。

3.2.1 小區(qū)專屬參考信號序列生成與PCI

小區(qū)專屬參考信號在天線端口0～3上發(fā)送，并且只支持Δf=15kHz。

其中，ns表示時隙號（一個無線幀內），l標示一個時隙內的OFDM符號數(shù)。

c(i)在每個OFDM符號進行初始，見式（3-3）。

3.2.2 小區(qū)專屬參考信號位置與PCI

式中m表示參考信號序列的序號，m`表示本小區(qū)參考信號在20MHz帶寬參考信號中的位置。當本小區(qū)帶寬為20MHz時，二者相等。v和vshift表示不同參考信號的頻域位置，其中：

v表示參考信號的起始位置，在v的基礎上有vshift的偏移。因為vshift是經過（PCI）模6運算的，所以只有0～5 6種取值。所以參考信號會在6個子載波內循環(huán)取值，位置與PCI相關。

在同一時隙內如果資源單元 （k，l）用于發(fā)送某一天線端口的參考信號，那么其他天線端口對應位置不發(fā)送任何數(shù)據，并置為0。圖3給出了常規(guī)CP下不同參考信號符號圖案，Rp表示用于傳輸天線端口p參考信號的資源單元。

結合v和vshift的公式與圖3圖片，可以確定參考信號的具體位置。在使用兩個天線端口（port0和port1）的情況下，小區(qū)專屬參考信號包含了插入到每個時隙中的第一個和倒數(shù)第三個OFDM符號的所謂參考符號，帶有6個子載波的頻域間隔。每個資源塊（RB）內的每個時隙包含了12個子載波，因此共有4個參考符號。

在天線端口2（port2）和天線端口3（port3）上，port2和port3發(fā)送的參考信號插入到每個時隙的第二個OFDM符號中，也有6個子載波的頻域間隔。每個資源塊（RB）內共有2個參考符號。

介紹PCI與參考信號位置的關系可以從以下三個方面展開。

（1） 相鄰小區(qū)PCI相等。

圖3 參考信號位置示意圖

結合結合v和vshift的公式，如果相鄰小區(qū)的PCI相等，那么，PCI模6之后仍然相等。相鄰小區(qū)的vshift是相等的。再看v的表達式，在天線端口0（port0，p=0）上，觀察第一個OFDM符號（l=0）v=0。兩個小區(qū)的v的定義方法是一樣的，所以，這兩個相鄰小區(qū)的v也是一樣的。這就導致了這兩個相鄰小區(qū)port0上的參考信號位置是相同的。同樣的情況發(fā)生在port1，port2，port3上。那么，這兩個相鄰小區(qū)的參考信號在頻域上是完全相同的。同時，TD-LTE系統(tǒng)小區(qū)間是同步的，所以它們在時域上也是同步的。這必然會引起參考信號的小區(qū)間干擾。

（2） 相鄰小區(qū)PCI mod 6相等。

仍然是結合v和vshift的表達式來解釋。如果相鄰小區(qū)的PCI mod 6相等，例如小區(qū)A的PCI=1，小區(qū)B的PCI=7。很簡單的得到：

PCI（A）mod 6=1=PCI（B）mod 6

從而vshift（A）=（A）mod 6 ＝vshift（B）=（B）mod 6

這種情況其實與PCI相等的情況是一樣的。根據上文的分析，如果相鄰小區(qū)的模6相等，那么所有天線端口上的參考信號位置都將是相同的。

（3）相鄰小區(qū)的PCI mod 3相等。

假設小區(qū)A的PCI=1，則模6為1模3為1；小區(qū)B的PCI=4，模6為4模3為1，小區(qū)A和小區(qū)B相鄰。那么

P C I（A）m o d 6≠PCI（B）mod 6 PCI（A）mod 3＝PCI（B）mod 3

小區(qū)A與B的vshift是不相等的。所以，小區(qū)A的port0上的參考信號是不會與小區(qū)B的port0上的參考信號位置重合的。同樣的情況適用于小區(qū)A與小區(qū)B的port1上的參考信號，小區(qū)A與小區(qū)B的port2上的參考信號，小區(qū)A與小區(qū)B的port3上的參考信號均不會重疊。但是我們從參考信號符號圖和公式中都可以看出，port1與port0的參考符號是頻率復用的，帶有3個子載波的頻域偏置。port2與port3參考符號是頻率復用的，帶有3個子載波的頻域偏置。小區(qū)A的port0上的v=0（p=0，l=0），那么對于小區(qū)A的port0而言：

（v+vshift）mod 6=1 ；

同時，小區(qū)B的port1上的v=3（p=1，l=0），對于小區(qū)B的port1而言：

（v+vshift）mod 6＝ (3+4）mod 6=1

比較上面兩個式子，可以得出，兩個小區(qū)的port0與port1上的（v+vshift）mod 6是相等的。所以，小區(qū)A的port0上的參考信號頻域位置與小區(qū)B的port1上的參考信號頻域位置是一樣的。那么，A小區(qū)的port0上的參考信號就會與小區(qū)B的port1上的參考信號產生一定的互干擾。同樣可以推導出其他天線端口的情況。

總結以上分析，相鄰小區(qū)的PCI相等，PCI mod 6相等，或PCI mod 3相等都會導致參考信號的位置重疊，產生參考信號的小區(qū)間干擾，從而導致SNR的降低。如果相鄰小區(qū)的PCI，PCI mod 6，或PCI mod 3均不相等，那么它們的小區(qū)專屬參考信號在頻域上的位置將會錯開，可以得到較好的SNR。

4 PCI不合理導致CRS干擾優(yōu)化案例

下面是一個PCI設置不合理導致相鄰小區(qū)CRS干擾，SNR降低的例子。

在扇區(qū)A（PCI154）和扇區(qū)B（PCI148）站點之間的交界區(qū)域，RSRP非常好，但SNR很差（<5dB），調整天線俯仰角和方位角，問題依舊。因而不是無線環(huán)境的問題。

但是，將扇區(qū)B的PCI148改為PCI147后，路測顯示：SNR好轉至25～30dB。可以明顯的看到PCI優(yōu)化前后的效果對比。

分析其原因，是因為扇區(qū)A的PCI（154）mod 6=4，等于扇區(qū)B的PCI（148）mod 6。從而，這兩個相鄰小區(qū)的CRS信號位置是相同的，所以CRS產生了嚴重的干擾。在修改了扇區(qū)B的PCI之后，扇區(qū)B的PCI（147）mod 6=3，這樣，在頻域上，扇區(qū)B的CRS信號就與扇區(qū)A的CRS信號在不同的位置上，從而避免了CRS信號的干擾。PCI的優(yōu)化在這個網絡優(yōu)化案例中起了非常大的作用。

5 結論

從理論方面分析，相鄰小區(qū)的PCI，PCI mod 6，PCI mod 3是不宜相等的。這點也從實際的網絡優(yōu)化中得到了證實。因為PCI共有504個，所以想做到相鄰小區(qū)的PCI不相等是很容易規(guī)劃的。PCI經過模6預算后，只有0～5 6個取值，所以，在相鄰小區(qū)規(guī)劃時只能對于PCI mod 6的6個值復用進行小區(qū)的PCI規(guī)劃。這在規(guī)劃上也是可以實現(xiàn)的。但是PCI mod 3卻只有0～2 3個取值，想在全網復用3個值是很困難的，所以在進行配置時，我們只能盡量避免對打的小區(qū)和相鄰的小區(qū)PCI mod 3不相等。因此，在做PCI規(guī)劃時應首先考慮相鄰小區(qū)的PCI和PCI mod 6不想等，然后盡量避免相鄰小區(qū)的PCI mod 3相等。

[1] 王映民, 孫韶輝等編著. TD-LTE技術原理與系統(tǒng)設計[M]. 北京：人民郵電出版社，2010.