一族開關(guān)電容調(diào)節(jié)器

顧 玲 金 科 曹文靜 阮新波

（南京航空航天大學自動化學院江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

1 引言

隨著信息產(chǎn)業(yè)技術(shù)的迅猛發(fā)展，中央處理器（CPU）的應(yīng)用越來越廣泛。CPU的功耗近似地與它的供電電壓平方和工作頻率成正比。為了降低功耗，必須降低其供電電壓[1,2]。由于 CPU中集成的硅晶體越來越多，其供電電流 ICC越來越大。與此同時，隨著用戶對計算機性能的要求越來越高，CPU的運算速度越來越快，隨之其工作頻率也越來越高，所以 CPU的電流變化率越來越高[3,4]。因此這就需要為CPU供電的電壓調(diào)節(jié)模塊（Voltage Regulator Module, VRM）在具有高效率的同時具有很好的動態(tài)特性。針對下一代CPU設(shè)計的VRM需要滿足以下指標：①輸出電壓越來越低，將低于1V；②負載電流越來越大，將超過130A；③負載電流變化率越來越高，甚至超過2A/ns[5]。

目前的 VRM大多采用多相交錯并聯(lián) Buck拓撲。為了滿足越來越高的動態(tài)性能要求，如果保持開關(guān)頻率不變，必須增加輸出濾波電容使其能提供足夠的動態(tài)能量，但這會使變換器體積和成本增加。提高開關(guān)頻率可以減小輸出濾波電容，但是其效率由于開關(guān)損耗和同步整流管體二極管損耗的增加而降低。

除了CPU以外，其他用電設(shè)備，如高速內(nèi)存、LED顯示器等對其供電電源的動態(tài)性能的要求也越來越高，而傳統(tǒng)電路拓撲已不能滿足要求。因此，對高動態(tài)特性、高效率和高功率密度直流電源的研究有很重要的理論意義和實際應(yīng)用價值。

傳統(tǒng)的 PWM 直流變換器，例如 Buck、Boost以及 Buck-Boost變換器，可以通過調(diào)節(jié)占空比來調(diào)整輸出電壓，因此也稱它們?yōu)檎{(diào)壓變換器。然而電感作為傳遞能量的主要部件出現(xiàn)在每個開關(guān)模態(tài)中，電感電流不能突變的特性限制了變換器的能量傳遞速度[6]。減小電感可以改善變換器的動態(tài)特性，但是會增加電感電流紋波，從而降低效率。

開關(guān)電容變換器主電路中沒有電感，通過電容來傳遞能量，具有高動態(tài)特性和高功率密度的優(yōu)點。但是開關(guān)電容變換器存在以下缺點：①開關(guān)瞬間存在高電流尖峰；②輸出電壓調(diào)節(jié)能力差[6,7]。

為了結(jié)合傳統(tǒng)的調(diào)壓變換器和開關(guān)電容變換器的優(yōu)點以及克服其各自的不足，本文將這兩種變換器進行復(fù)合，提出了一族新的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器。開關(guān)電容調(diào)節(jié)器使用電容作為傳遞能量的部件，而且其輸出電壓可通過改變開關(guān)管占空比進行調(diào)節(jié)，因此它同時具有開關(guān)電容變換器動態(tài)響應(yīng)快以及調(diào)壓變換器可調(diào)壓的優(yōu)點，在保證效率的前提下提高了動態(tài)特性。

本文首先由基本的開關(guān)電容單元（Switching Capacitor Cells, SC Cells）和開關(guān)電感單元（Switching Inductor Cells, SL Cells）推導(dǎo)出一族開關(guān)電容調(diào)節(jié)器，并從中選出一個合適的拓撲應(yīng)用于VRM場合，制造了一臺12V輸入，1.2V/130A輸出的VRM原理樣機，實驗結(jié)果表明了理論分析的正確性。

2 開關(guān)電容基本單元和開關(guān)電感基本單元

2.1 開關(guān)電容基本單元

圖1給出了一族基本的開關(guān)電容變換器，開關(guān)管S1、S3同時導(dǎo)通，S2、S4同時導(dǎo)通。它們的輸入輸出電壓關(guān)系是固定的，輸出電壓不受占空比控制。但是，它們具有很好的動態(tài)特性，在開關(guān)瞬間能量即從輸入傳遞給電容，在下一開關(guān)模態(tài)，能量由電容直接傳到輸出。這種變換器不含任何磁性元件，因此具有高功率密度的優(yōu)點[8-10]。

圖1 基本的開關(guān)電容變換器Fig.1 Basic switching capacitor converters

圖1中每個基本開關(guān)電容變換器都有兩個開關(guān)模態(tài)，每個開關(guān)模態(tài)都有一個等效電路。等效電路由三個部分組成：輸入 Vin、輸出 Vo以及電容 C。將各個等效電路進行歸納和總結(jié)，可以得到電容電壓滿足下式：

式中，K1和 K2為系數(shù)，根據(jù)不同電路結(jié)構(gòu)，可以分別取1, 0或-1。

由式（1）可以推導(dǎo)出四個開關(guān)電容基本單元，如圖2所示。

圖2 四個開關(guān)電容基本單元Fig.2 Four switching capacitor basic cells

2.2 開關(guān)電感基本單元

圖3給出了基本的調(diào)壓直流變換器，其輸出電壓可通過改變占空比進行調(diào)節(jié)，但是電感的存在降低了能量傳遞速率。對這些電路進一步分析，可以總結(jié)出與開關(guān)電容變換器類似的規(guī)律，即每個調(diào)壓變換器都有兩個開關(guān)模態(tài)，每個開關(guān)模態(tài)的等效電路由三部分組成：輸入電壓Vin、輸出Vo以及電感L。將各個等效電路歸納總結(jié)，可以得到電感電壓滿足下列公式：

式中，K3和 K4為系數(shù)，根據(jù)不同電路結(jié)構(gòu)，可以分別取 1, 0或-1。由于電感不能開路，所以 K3和K4不能同時為零。

與開關(guān)電容基本單元類似，由式（2）可以推導(dǎo)出四個開關(guān)電感基本單元，如圖4所示，因此可將圖3的變換器類似地稱為開關(guān)電感變換器。

圖3 基本的開關(guān)電感變換器Fig.3 Basic switching inductor converters

圖4 四個開關(guān)電感基本單元Fig.4 Four switching inductor basic cells

3 一族開關(guān)電容調(diào)節(jié)器的推導(dǎo)方法

在上節(jié)得到的開關(guān)電容和開關(guān)電感基本單元的基礎(chǔ)上，可以將這兩種單元復(fù)合，使復(fù)合得到的變換器其中一個模態(tài)工作在開關(guān)電容模態(tài)，能量可以迅速傳遞，而在另一個模態(tài)工作在開關(guān)電感模態(tài)，通過改變該模態(tài)占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓（也稱調(diào)壓模態(tài)），從而得到結(jié)合二者優(yōu)點的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器。復(fù)合過程中應(yīng)遵循以下原則：

（1）電感伏秒平衡。

（2）電容充放電平衡。

（3）能量由輸入傳遞到輸出。

為了保證電感的伏秒平衡和電容的充放電平衡，不能直接將圖2和圖4所示的開關(guān)電容和開關(guān)電感基本單元復(fù)合。因為每個基本單元只有電感或電容工作，如果直接進行復(fù)合，電感和電容只在一個模態(tài)工作，不能保證電感的伏秒平衡和電容的充放電平衡。因此必須在各個開關(guān)電容單元中加入電感，但不能改變開關(guān)電容單元的基本特性，圖5給出了開關(guān)電容基本單元加入電感的過程。同理，在各個開關(guān)電感單元中加入電容，但不能改變開關(guān)電感單元的基本特性。圖6給出了開關(guān)電感基本單元加入電容的過程。

圖5 加入電感的開關(guān)電容基本單元Fig.5 Switching capacitor basic cells with the inductor

圖6 加入電容的開關(guān)電感基本單元Fig.6 Switching inductor basic cells with the capacitor

3.1 一族非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器

經(jīng)過上述步驟，得到了包含電感的開關(guān)電容單元以及包含電容的開關(guān)電感單元。任取圖5與圖 6中的各一個基本單元進行進一步復(fù)合，通過引入可控的開關(guān)器件，可以得到一族非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器，如表所示。

表 非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器Tab.The non-isolated switching capacitor regulators

表中第一行列舉出了5個加入電容的開關(guān)電感單元，分別用Ⅰ～Ⅴ進行編號；第一列列舉出了10個加入電感的開關(guān)電容單元，分別用1～10編號；而結(jié)合成的變換器將用“行編號-列編號”表示。下面以Ⅰ-Ⅱ變換器的推導(dǎo)為例，給出具體的復(fù)合步驟：

（1）規(guī)定電感電流和電容電壓的參考正方向。

（2）在開關(guān)電容單元中確定電容電壓方向，在開關(guān)電感單元中確定電感電流方向。

（3）假設(shè)電感在開關(guān)電容模態(tài)中進行充電，即可確定在該模態(tài)中電感電流的方向。根據(jù)電感伏秒平衡以及電容充放電平衡的要求，確定調(diào)壓模態(tài)中電容電壓的方向，至此兩個模態(tài)中電感與電容的充放電工作狀態(tài)已經(jīng)確定。

（4）添加開關(guān)管以將第三步得到的兩個模態(tài)結(jié)合為一個變換器，其中以Si(i=1,2,…) 命名的開關(guān)管同時導(dǎo)通，以Qi(i=1,2,…) 命名的開關(guān)管同時導(dǎo)通，如圖7所示。開關(guān)管Si導(dǎo)通時電路工作在開關(guān)電容模態(tài)，其等效電路即為表中的編號為1的開關(guān)電容單元；開關(guān)管Qi導(dǎo)通時則工作在調(diào)壓模態(tài)，其等效電路即為表中的編號為II的開關(guān)電感單元。

圖7 推導(dǎo)步驟Fig.7 The derivation steps

在推導(dǎo)過程中也發(fā)現(xiàn)其中某些單元的組合由于違背了推導(dǎo)原則而不可以復(fù)合得到新的變換器拓撲。

在推導(dǎo)出的一族變換器中，有的電路過于復(fù)雜，不具有實用性。因此只考慮三個開關(guān)器件的變換器。一族變換器中共有12個三個開關(guān)器件變換器，其中變換器5-Ⅳ、10-Ⅲ工作狀態(tài)與Buck變換器相同，變換器 4-Ⅳ、9-Ⅲ工作狀態(tài)與 Boost變換器相同，變換器5-Ⅴ、9-Ⅴ工作狀態(tài)與Buck-Boost變換器相同，另外6個變換器及輸入輸出電壓關(guān)系如圖8所示，其中D為開關(guān)管Si的占空比。

圖8 一族非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器（含三個開關(guān)）Fig.8 A family of non-isolated switching capacitor regulators with three switches

3.2 一族隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器

在推導(dǎo)出的三個開關(guān)器件變換器中，用變壓器取代上述非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器中的電感，并且按如圖9的步驟，可以進一步推導(dǎo)出一族隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器，該族變換器實現(xiàn)了輸入輸出電氣上的隔離。其中圖9a所推導(dǎo)出的變換器即是參考文獻[11]中所提出的不對稱半橋反激變換器。

圖9 一族隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器Fig.9 A family of isolated switching capacitor regulators

4 應(yīng)用于VRM的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器的推導(dǎo)

VRM的輸入為12V，輸出1V左右。由于輸入和輸出電壓相差很懸殊，若使用傳統(tǒng)的 Buck變換器，就會因為占空比過小而帶來一些問題，比如開關(guān)管的分斷損耗大，同步整流管體二極管反向恢復(fù)損耗大，上管電流有效值大導(dǎo)致導(dǎo)通損耗大等，從而影響變換器效率，帶來成本和散熱的問題。為了解決以上問題，可以引入變壓器，將等效占空比增大，從而提高效率[12]。如果將上述隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器進行進一步的推導(dǎo)，使得輸入輸出共地，可以得到帶變壓器的非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器（開關(guān)管Q1、S1同時導(dǎo)通），具體推導(dǎo)過程如圖10所示。圖11給出了電路圖，圖12給出了兩個模態(tài)的等效電路圖。變壓器的引入可以使變換器的等效占空比增大，從而解決了之前由于占空比過小而引發(fā)的問題。而開關(guān)電容模態(tài)很好地改善了變換器的動態(tài)性能，使其適用于VRM的應(yīng)用場合。

圖10 應(yīng)用于VRM的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器Fig.10 The switching capacitor regulator in VRM application

圖11 帶變壓器的非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器Fig.11 The non-isolated switching capacitor regulator with transformer

圖12 等效簡化電路Fig.12 Simplified equivalent circuits

非隔離型開關(guān)電容調(diào)節(jié)器具有兩個開關(guān)模態(tài)：

（1）開關(guān)模態(tài) 1：開關(guān)管 Q1、S1導(dǎo)通，輸出電壓通過變壓器折算到一次側(cè)，與隔直電容串聯(lián)后與輸入電壓源并聯(lián)，此時電路工作在開關(guān)電容模態(tài)，具有良好的動態(tài)特性，等效電路如圖12a所示。

（2）開關(guān)模態(tài) 2：開關(guān)管 Q1、S1分斷，Q2導(dǎo)通。變壓器得到磁復(fù)位，輸出電壓通過占空比進行調(diào)節(jié)。此時電路工作在調(diào)壓模態(tài)，等效電路如圖12b所示。

根據(jù)勵磁電感的伏秒平衡，可以得出輸入輸出電壓關(guān)系如下所示：

式中，D為開關(guān)管Q2的占空比，n為變壓器的一二次側(cè)的匝比。

5 實驗結(jié)果

為了驗證上述推導(dǎo)過程的合理性以及開關(guān)電容調(diào)節(jié)器的實用性，在實驗室完成了一臺 VRM原理樣機，其參數(shù)及技術(shù)指標如下：

輸入電壓：Vin=11.06～1 2.6V；

輸出電壓：Vo=0.875～1.6V；

額定輸出電流：Io=130A；

最大輸出電流：Iomax=150A；

開關(guān)頻率：fs=700kHz。

圖13為VRM的硬件圖片，由于輸出電流較大，采用四相交錯并聯(lián)的方式，其中每相的電路拓撲均是如圖11所示的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器，所使用的器件如下：Q1：RJK0302；Q2：RJK0304；同步整流管 S1：2×IRF6716；變壓器匝比：n=2，采用 PCB繞組、3F35磁心材料；一次側(cè)隔直電容Cb：4×4.7μF；輸出濾波電容：800μF；驅(qū)動芯片：ISL6596；控制芯片：PX3538。

圖13 VRM硬件圖片F(xiàn)ig.13 The VRM hardware picture

圖14給出了具體的實驗波形。圖14a分別給出了 Q1、Q2的驅(qū)動波形 vgs(Q1)、vgs(Q2)，隔直電容兩端電壓vCb以及變壓器一次電流iLr的波形。由于隔直電容比較大，因此電容兩端電壓幾乎保持不變，電感電流近似線性變化規(guī)律，從而驗證了變換器的工作原理。變換器采用自適應(yīng)電壓定位控制，Rdroop=1.25mΩ，負載的電流變化率為 2A/ns。通過圖 14b給出的 VRM在動態(tài)時的波形可以看到，當負載突增和突減時，在輸出濾波電容較小的情況下，變換器輸出電壓波動幅度仍能滿足文獻[2]所列的標準，因此它具有很好的動態(tài)特性。在同樣技術(shù)指標下，本文所提出的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器與 Buck變換器在不同輸出電流下的效率對比曲線如圖15所示，可以看出輕載情況下該變換器效率略低于Buck，但在重載情況下效率明顯優(yōu)于Buck。

圖14 實驗波形Fig.14 Experimental waveforms

圖15 效率曲線Fig.15 The efficiency curves

6 結(jié)論

本文在提出了開關(guān)電容基本單元和開關(guān)電感基本單元的基礎(chǔ)上，推導(dǎo)出了一族非隔離型的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器。通過在變換器中加入變壓器，推導(dǎo)出了隔離型的以及帶變壓器的非隔離型的開關(guān)電容調(diào)節(jié)器。開關(guān)電容調(diào)節(jié)器是開關(guān)電容變換器和PWM直流變換器的復(fù)合，兼?zhèn)淞碎_關(guān)電容變換器動態(tài)響應(yīng)快和 PWM變換器可調(diào)壓的優(yōu)點。在該族變換器中找出適合于 VRM的電路拓撲，通過一臺1.2V/130A輸出的VRM原理樣機驗證了理論分析的正確性。

[1]Fred C Lee.Energy efficient, power architecture and management for IT industries[J].International Workshop for Energy Tokyo Institute of Technology,2008(10): 29-30,.

[2]Intel corp[M].Voltage regulator module (VRM) and enterprise voltage regulator-down (EVRD) 11.0 design guidelines,2006, 11.

[3]陳為, 盧增藝, 王凱.電壓調(diào)節(jié)模塊耦合電感性能分析與設(shè)計[J].電工技術(shù)學報,2009,24(1): 127-13 2.Chen Wei, Lu Zengyi, Wang Kai.Performance analysis and design of voltage regulator module with coupled inductors[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2009,24(1): 127-13 2.

[4]袁偉, 張軍明, 錢照明.一種混合式自適應(yīng)電壓定位控制策略及12V電壓調(diào)節(jié)模塊拓撲[J].電工技術(shù)學報,2010,25(10): 115-121.Yuan Wei, Zhang Junming, Qian Zhaoming.A hybrid adaptive voltage position control and 12V voltage regulator module[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2010,25(10): 115-121.

[5]袁偉, 謝小高, 張軍明, 等.一種新型快速瞬態(tài)響應(yīng)VRM拓撲[J].電力電子技術(shù),2008, 42(08): 82-86.Yuan Wei, Xie Xiaogao, Zhang Junming, et al.A novel fast transient response VRM topology[J].Power Electronics,2008, 42(8): 82-86.

[6]李洪珠, 楊玉崗, 榮德生, 等.應(yīng)用于四相電壓調(diào)整模塊的陣列式集成磁件[J].電工技術(shù)學報,2009,24(8): 77-8 3.Li Hongzhu, Yang Yugang, Rong Desheng, et al.Array integrated magnetics applied to 4-phase voltage regulator module[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2009,24(8): 77-8 3.

[7]梁小國, 危健, 阮新波.一種新穎的交錯并聯(lián)正激三電平變換器[J].中國電機工程學報,2004,24(11):139-14 3.Liang Xiaoguo, Wei Jian, Ruan Xinbo.A novel interleaved three-level forward converter[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(11): 139-14 3.

[8]Chung H, Ioinovici A.Generalized structure of bidirectional switched-capacitor DC-DC converters[J].IEEE Transactions on Circuit and Systems,2003,50(6): 743-75 3.

[9]丘東元, 張波, 鄭春芳, 等.諧振開關(guān)電容變換器新型 PWM控制策略[J].中國電機工程學報,2006,26(2): 116-120.Qiu Dongyuan, Zhang Bo, Zheng Chunfang, et al.New PWM control method of resonant switched capacitor DC-DC converter[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(2): 116-120.

[10]Boris Axelrod, Yefim Berkovich, Adrian Ioinovici.Switched-capacitor/switched-inductor structures for getting transformerless hybrid DC-DC PWM converters[J].IEEE Transactions on Circuit and Systems,2008, 55(2): 687-696.

[11]Chen T M, Chen C L.Analysis and design of asymmetrical half bridge flyback converter[J].IEE Proceedings of Electric Power Applications,2002,149(6): 433-440.

[12]Zhou J, Xu M, Sun J, et al.A self-driven softswitching voltage regulator for future microprocessors[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2005,20(4): 806-814.