單相高頻鏈正弦波逆變器的一種新拓撲

吳勝華 權建洲 鐘炎平 吳保芳

（空軍預警學院 武漢 430019）

1 引言

HF-L（High-Frequency Link）正弦波逆變器由于剔除了工頻變壓器使得裝置能夠高頻化、小型輕量化，并且能量可以雙向流動。所以自20 世紀70年代初提出之后，40年來一直是人們研究的熱點之一[1-4]。眾所周知，本世紀面臨著能源與材料緊缺的嚴峻挑戰(zhàn)，深入研究高頻鏈正弦波逆變器對于節(jié)能降耗有著重要的意義。然而，同矩陣變換器一樣，雙向開關的安全換流始終是阻礙其大功率實用化的技術難點[5]。針對這個問題國內(nèi)外學者進行了大量的卓有成效地研究。文獻[6-8]研究了基于SPWPM（正弦脈寬脈位調(diào)制）的控制策略，前端（高頻變壓器一次側）調(diào)制，后端（高頻變壓器二次側）采用橋式或全波式解調(diào)的拓撲方案。其優(yōu)點是雙向開關為ZVS，因濾波電感續(xù)流困難，存在電壓過沖；文獻[9]提出了6 種電路拓撲，均采用前端高頻逆變等寬方波，后端移相SPWM 控制。借助周波變換器的換流重疊和輸出電流的極性選擇，使雙向開關為ZCS。但存在電壓、電流波形過零點的畸變，且換流重疊不易控制等問題。

本文在上述研究的基礎上，基于前端調(diào)制，后端解調(diào)的思想，將常規(guī)SPWM 信號經(jīng)適當?shù)倪壿嬏幚砗笞鳛楦哳l逆變器的驅動信號，產(chǎn)生MSPWM 高頻脈沖波；后端采用一種新的電路拓撲——倍流同步式整流電路[10]作為解調(diào)周波變換器，使之具有前幾種拓撲所有優(yōu)點，并能使前、后端所有的功率開關為軟開關：自然換流，無固有的浪涌電壓、電流。負載的適應面寬；控制簡單，使用雙向開關少。本文對此進行了理論分析，并給出了仿真及實驗結果。

2 新的電路拓撲

新的電路拓撲如圖1 所示。VT1～VT4組成高頻逆變器，用以產(chǎn)生高頻、高壓 MSPWM 脈沖序列（uab），通過高頻變壓器傳輸?shù)蕉蝹鹊腃DSC（Current Doubler Synchronous Cycloconverter）。雙向開關S11、S21為解調(diào)開關，其組成方式如圖1 右側所示。解調(diào)后的SPWM 脈沖，由Lf1、Lf2、Cf濾波便得到需要的正弦波輸出。與其他周波變換器相比有以下特點：①高頻變壓器無中心抽頭，二次側為單繞組，制作方便；②濾波電感電流近似為輸出電流的一半。雖然有兩個濾波電感，但其磁心及繞組線徑比用一個濾波電感要小；③利用兩個濾波電感的儲能可以在很寬的負載范圍內(nèi)使VT1～VT4為ZVS；S④11(S21)導通時除提供負載電流通道外，還為電感Lf2（Lf1）提供續(xù)流通道，實現(xiàn)兩個電感的自然換流。因而開關兩端無電壓過沖；S⑤11、S21為ZVS，且無需換流重疊時間。因而無換相重疊引起的電流過沖。

圖1 全橋、CDSC 式拓撲Fig.1 Topology of full-bridge/CDSC

3 工作原理分析

圖2 為HF-L 正弦波逆變器的工作波形。各信號波形的時序及相位關系如圖所示。其中VP、VN為S11、S21的驅動信號，占空比0.5，且互為反相。高頻逆變器驅動信號的邏輯表達式如下：

圖2 主要工作波形Fig.2 Key working waveforms

3.1 高頻逆變器輸出頻譜

逆變輸出的uab為MSPWM 高頻交流脈沖波，其傅里葉貝塞爾級數(shù)表達式為[7]

式中，Jk()為k階貝塞爾函數(shù)；ω0、ωc分別為調(diào)制波角頻率和載波角頻率；ma為幅度調(diào)制比；n為諧波分組序號；k為諧波序號。式（2）表明，uab不含ω0的低次諧波及ωc的整數(shù)倍諧波。高頻分量集中在以nωc/2 為中心的各組諧波中，其邊頻分量（和頻與差頻）于中心兩邊對稱分布。最低組（n=1）諧波在ωc/2 處。諧波的幅值為4UdJk(nπma/2)/nπ。第2 類貝塞爾函數(shù)通常六階之后的邊頻分量已衰減為零，因此uab可以用高頻變壓器傳輸。

3.2 CDSC 輸出頻譜

周波變換器的作用是將MSPWM 波解調(diào)（恢復）為SPWM 波。圖2 中uco、udo為解調(diào)后的SPWM 脈沖波序列。其傅里葉貝塞爾級數(shù)如下

式中，Us為二次脈沖電壓幅值；第一項為期望的基波分量，說明調(diào)制波（基波）分量得到了恢復；第二項為諧波分量。

3.3 工作模式分析

圖3 為CDSC 原理波形。分析之前作以下假定：①所有功率開關、快恢復二極管、電感、電容及變壓器均為理想器件。一二次側匝比N=1；②濾波電感、電容充分大，Lf1=Lf2=Lf。在一個開關周期內(nèi)Cf兩端電壓u0基本維持不變；③功率開關在其驅動信號的高電平開通，低電平關斷；④ZL為感性負載。以CDSC的驅動時序為基準，有6 種工作模式。

圖3 周波變換器原理波形Fig.3 Principle waveforms of cycloconverter

（1）工作模式1[t1～t2]（等效電路見圖4a）

[4]鄭通濤：《漢語國際教育與文化傳承、文化傳播的協(xié)同創(chuàng)新——在2013年東亞漢學學會第四屆學術年會暨首屆新漢學國際學術研討會上的發(fā)言》，《海外華文教育》2013年第4期。

t=t1，sn1、sn2高電平，VD2（VT2反偏截止）、VT4導通，ip為續(xù)流狀態(tài)，uab=us=0；VN高電平，VP低電平。S11零電壓導通，S21零電壓分斷，S11、S21之間換流。iLf1、iLf2分別從iLf1(t1)、iLf2(t1)繼續(xù)線性下降。iLf1沿S11之VTN1、VDN1及負載續(xù)流。iLf2則沿VTN1、VDN1、負載和變壓器二次續(xù)流。其電流方程為

（2）工作模式2[t2～t3]（等效電路見圖4b）

t=t2，sn2低電平，VT4關斷。死區(qū)時間td內(nèi)VT3尚未開通，ip經(jīng)VD2、VD3向Ud反饋。td之后sp2高電平，VT3零電壓開通。VT2模式1 已開通。uab的極性改變。S11也于模式1 已開通，脈沖m1經(jīng)Lf2向負載、Cf提供能量，iLf2線性增加。t=t3，iLf2=iLf2max(t3)。iLf1沿原路徑繼續(xù)向負載釋放能量，線性減小。其電流方程為

（3）工作模式3[t3～t4]（等效電路見圖4c）

t=t3，sn1低電平，VT2關斷。類似模式2的VT3、VT4換流過程，td之后VT1零電壓導通。VT1、VT3導通，ip沿VT3、VD1續(xù)流，uab、ucd均為零。iLf2由最大值與iLf1各自沿原路徑線性下降，向負載釋放能量。其電流方程為

（4）工作模式4[t4～t5]（等效電路見圖4d）

t4～t5前端工作狀態(tài)不變。t=t4，VN低電平，VP高電平。S11零電壓斷開，S21零壓導通，兩者換流。iLf2經(jīng)負載、S21之VTP2、VDP2續(xù)流；而iLf1則經(jīng)負載、VTP2、VDP2變壓器二次續(xù)流，向負載釋放能量并線性下降。uab、ucd均為零，iLf1、iLf2類似模式1。

（5）工作模式5[t5～t6]（等效電路見圖4e）

t=t5，sp2低電平，VT3截止。ip沿VD4、VD1向Ud反饋。td之后sn2高電平，VT4零電壓開通。VT1、S21此前已開通，調(diào)寬脈沖m2通過Lf1向負載及Cf提供能量，iLf1線性增加，t6時刻iLf1=iLf1max（t6）。iLf2沿負載、VDP2、VTP2繼續(xù)向負載釋放能量并線性下降。iLf1、iLf2變化規(guī)律類似模式2。

（6）工作模式6[t6～t7]（等效電路見圖4f）

t=t6，sp1低電平，VT1截止，td之后sn1高電平，VT2零電壓導通。ip沿VT4、VD2續(xù)流，uab為零。iLf1、iLf2沿原路徑向負載釋放能量、線性下降。變化規(guī)律類似模式3。

圖4 各工作模式等效電路Fig.4 Equivalent circuits of deferent work modes

t7之后重復上述工作模式。

3.4 CDSC的特點

由以上分析知，該周波變換器有如下特點：①工作模式2、模式5 為供電模式，電源向負載提供能量。其余為續(xù)流模式，Lf1、Lf2及Cf的儲能維持為負載供電。td期間，能量向電源反饋，為前端功率開關提供ZVS 條件；S②11、S21為ZVS。二者自然換向，無需提供共態(tài)導通時間，避免了電流浪涌；③Lf1、Lf2自然換流，無電壓過沖（浪涌）；④所有功率開關無附加電壓、電流應力；⑤Lf1、Lf2輪流工作，工作頻率為開關頻率的1/2，iLf1、iLf2之和為輸出電流，輸出電流紋波?。虎藿?jīng)CDSC 解調(diào)之后，對應調(diào)制波的前半個周期Lf1、Lf2的輸入端是單極性的SPWM 波；后半個周期則對應與前半個周期極性相反的單極性 SPWM 波。說明 CDSC 已將MSPWM 脈沖波解調(diào)為常規(guī)的SPWM 脈沖波，SPWM的全部信息得到了恢復。

4 仿真與實驗驗證

4.1 仿真驗證

在理論分析的基礎上，運用OrCAD10.5 仿真軟件對該電路拓撲的不同工況，如感性、純感性、容性、純?nèi)菪浴⒆栊院涂蛰d等進行了深入、全面地仿真驗證。主要仿真參數(shù)為：Ud=300V，Lf1＝Lf2＝1.2mH，Cf=10μF。鋸齒波載波頻率fc=40kHz，調(diào)制波（輸出）頻率fr=50Hz。經(jīng)式（1）邏輯處理后，前端開關頻率為 20kHz。N=2.52。感性負載L=10mH、R=40Ω。純感性負載L=136mH。容性負載C=1 100μF、R=40Ω。純?nèi)菪载撦dC=74μF。阻性負載R=42Ω。輸出50Hz，220Vrms，功率P=1kA?V。圖5a、圖5b 分別為uab、udo的仿真頻譜。頻譜表明，高頻逆變輸出uab不含基波，只有開關頻率20kHz以上的高頻分量，適合高頻變壓器傳輸。經(jīng)周波變換之后濾波器兩端電壓又恢復了50Hz的基波分量，幅值為310V。圖5c～圖5f 則分別示出了感性負載條件下iLf1、iLf2、is及雙向開關S21的電壓、電流波形。輸出電壓總諧波含量THD=0.2%。由于篇幅限制，其他仿真波形未能盡數(shù)收入。圖5g～圖5j 僅給出了純感性、純?nèi)菪载撦d條件下，同一時段S21的電壓、電流波形。從仿真波形可以看出雙向開關的電壓、電流波形干凈無毛刺，不存在該類變換器固有的電壓、電流過沖，實現(xiàn)了安全換流及軟開關。

圖5 仿真頻譜與波形Fig.5 Spectrums and waveforms of modulation

4.2 電路實驗

依照圖1 所示的電路拓撲，進行了電路實驗。實驗所采用的技術參數(shù)，輸入、輸出特性與仿真相同。N=2.58。VT1～VT4：SKW30N60HS IGBT。S11、S21：IKW25T120 IGBT，快恢復二極管：IDP30E120。

實驗波形如圖6 所示。圖6a～圖6d 均為感性負載條件下的實驗波形。圖6a 為輸出電壓、電流波形和電流相位滯后電壓。輸出電壓總諧波含量THD=2.8%，電壓、電流波形過零點無畸變。圖6b為雙向開關S21的電壓、電流波形，它反映了雙向開關的軟開關特性及二次電流半個周期的情況。由于實現(xiàn)了安全換流，波形干凈無毛刺。圖6c 為iLf1、iLf2及二者之和的波形，由于其電流是連續(xù)模式（CCM），不會因間斷而引起電壓過沖。圖6d 上部為一次電壓波形，前、后沿均干凈無毛刺。下部為VT1的電壓、電流波形，該波形也反映了VT1的軟開關特性。圖6e、圖6f 分別為純感性及純?nèi)菪载撦dS21的電壓、電流波形。實驗與仿真結果十分吻合。

圖6 實驗波形Fig.6 Experimental waveforms

5 結論

（1）本文提出的新拓撲是高頻逆變器、高頻變壓器與CDSC 結構，解調(diào)方式有別于其他拓撲。唯一的缺點是多了一只濾波電感。

（2）前端H 橋高頻逆變工作于MSPWM 方式。逆變輸出為已調(diào)波，含有SPWM 信息，但無調(diào)波的低頻成分，可以通過高頻變壓器傳輸。不同于雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)的工作模式。

（3）雙向開關自然換流，無感性關斷引起的電壓過沖，無換相重疊引起的電流浪涌。

（4）仿真和電路實驗表明了這種新拓撲的優(yōu)越性及理論分析的正確性。

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