基站功率放大器的設(shè)計(jì)與仿真

劉 平，崔慶虎，任曉敏

(鄭州大學(xué)信息工程學(xué)院，河南 鄭州 450001)

隨著無線通信事業(yè)的快速發(fā)展，使用無線通信的用戶逐漸增多，用戶對通信質(zhì)量的要求也越來越高，而基站功率放大器作為基站的重要組成部分，直接影響著無線網(wǎng)絡(luò)的通信質(zhì)量。其輸出功率決定了通信距離的長短，有效覆蓋面積的大小等;其效率大小影響著電池的消耗程度和使用時(shí)間［1］。

在功率放大模塊的設(shè)計(jì)中，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)不合適將電路輸出功率減小、效率降低和非線性失真加大。小信號放大器設(shè)計(jì)中，可以使用輸入共軛匹配和輸出共軛匹配等方法。但是，在大信號工作時(shí)，由于進(jìn)入非線性區(qū)，功率管的最佳負(fù)載阻抗會(huì)隨著輸入信號的增加而改變。因而，在小信號情況下設(shè)計(jì)的輸入共軛匹配和輸出共軛匹配就變得不再匹配。因此，小信號放大器設(shè)計(jì)的一些方法和準(zhǔn)則對于功率放大器設(shè)計(jì)就不再適用。本文采用負(fù)載牽引法來進(jìn)行輸入輸出匹配電路的設(shè)計(jì)。其原理是放大器在給定的一個(gè)大信號電平激勵(lì)下，連續(xù)改變負(fù)載的情況下來繪制等輸出功率曲線，幫助找到最大輸出功率時(shí)的最佳負(fù)載值［2］。

本文使用了Aglient公司的ADS仿真軟件，運(yùn)用負(fù)載牽引法設(shè)計(jì)仿真并且設(shè)計(jì)了一款基站射頻功率放大器，采用Freescale半導(dǎo)體的LDMOS晶體管MRF282S。

設(shè)計(jì)參數(shù)為:頻率2 GHz;輸出功率6.5 W;輸出效率＞35%;三階交調(diào)系數(shù)IMD3＜－26 dBc。

1 功率放大器的理論基礎(chǔ)和重要指標(biāo)

功率放大器的任務(wù)是放大高頻信號至需要的功率使得接收機(jī)可以收到所需要的信號，所以它對于輸出功率和輸出效率具有較高要求，要求輸出功率盡可能大，輸出效率盡可能高［3］。另外，對于任何的功率放大器，它都必須穩(wěn)定地工作在頻段內(nèi)。而這些都與源阻抗和負(fù)載阻抗的選擇息息相關(guān)。以下是它的3個(gè)重要指標(biāo):

1)輸出效率

通常采用功率附加效率(PAE)來表示

2)增益

功率增益，它定義為負(fù)載處的輸出功率和放大器的輸入功率之比

一般基站功率放大器的增益為6 dB以上。

3)互調(diào)失真

互調(diào)失真是兩個(gè)或多個(gè)輸入信號同時(shí)經(jīng)過放大器而產(chǎn)生的混合分量，它也是由于功率放大器的非線性造成的，大小由交調(diào)系數(shù)來表示。其中三階交調(diào)分量與基波信號頻率非常接近，所以要著重考慮三階交調(diào)系數(shù)IMD3，它定義為輸出功率的三階互調(diào)分量與基波分量之比［4］。

2 設(shè)計(jì)過程

設(shè)計(jì)采用了Freescale半導(dǎo)體的LDMOS晶體管MRF282S，該晶體管為N溝道增強(qiáng)型橫向MOSFET，主要工作在A類和AB類PCN和PCS基站，最高工作頻率可以達(dá)到2600 MHz，適合于設(shè)計(jì)FM、TDMA、CDMA和多載波放大器的設(shè)計(jì)。另外，選擇LDMOS功放管是因?yàn)槠渚哂性鲆娲?、輸出功率高、線性度良好、低成本、高可靠性等優(yōu)點(diǎn)，非常適合用來設(shè)計(jì)基站功放［5］。

2.1 確定靜態(tài)工作點(diǎn)

靜態(tài)工作點(diǎn)的選擇可以決定放大器的工作狀態(tài)。首先選擇“FET_curve_tracer”模板，然后放入飛思卡爾元件模型，選擇“MRF282S”，在ADS中建立直流掃描電路模型。運(yùn)行電路，得到圖1的直流特性曲線。

仿真得到的靜態(tài)工作點(diǎn)即是圖1中的m1點(diǎn)，VDS=26 V，IDS=0.067 A，從仿真結(jié)果中得到了柵極電壓VGS=4 V，這與datasheet中給出的靜態(tài)工作點(diǎn)非常相近。并且從斜線可以看出此時(shí)功放工作在AB類工作狀態(tài)［6］，這樣就確定了晶體管的靜態(tài)工作點(diǎn)。

2.2 穩(wěn)定性分析和偏置電路

要使放大器在工作頻段內(nèi)長時(shí)間地可靠工作，必須使其在工作的頻段范圍內(nèi)穩(wěn)定。絕對穩(wěn)定條件是根據(jù)放大器的穩(wěn)定因子來判定的［7］，計(jì)算公式為

直接仿真根據(jù)靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)計(jì)的電路圖發(fā)現(xiàn)其穩(wěn)定因子小于1，這時(shí)放大器不能穩(wěn)定工作。為了實(shí)現(xiàn)其絕對穩(wěn)定，本文將一個(gè)電阻和電容并聯(lián)在輸入端來作為穩(wěn)定措施，得到如圖2的電路圖。該措施會(huì)導(dǎo)致功率傳輸損失，但是它結(jié)構(gòu)簡單，易于實(shí)現(xiàn)，穩(wěn)定效果好。仿真結(jié)果圖3顯示，該措施提高了放大器的穩(wěn)定性，實(shí)現(xiàn)了其在工作頻段的絕對穩(wěn)定。

2.3 負(fù)載牽引法匹配

負(fù)載牽引法的原理是首先給放大器一個(gè)大信號激勵(lì)，在合適的計(jì)算范圍內(nèi)不斷改變負(fù)載阻抗，繪制出每一個(gè)負(fù)載值的等輸出功率曲線，然后就可以尋找到最大輸出功率時(shí)的最佳的負(fù)載值。圖4和圖5分別是負(fù)載牽引法的仿真原理圖以及仿真結(jié)果。

圖4 負(fù)載牽引仿真原理圖(截圖)

圖5 負(fù)載牽引結(jié)果(截圖)

圖5給出了實(shí)現(xiàn)功率放大器最大功率附加效率時(shí)的負(fù)載值m1和最大輸出功率時(shí)的負(fù)載值m2。這里選擇impendance=m2=1.417+j0.304 作為輸出阻抗，以便達(dá)到最大輸出功率。

在得到最佳負(fù)載值之后，在Smith元圖上進(jìn)行阻抗匹配。本文采用的方法是使用幾段串聯(lián)的傳輸線以及間隔配置的并聯(lián)電容組成匹配網(wǎng)絡(luò)來進(jìn)行匹配。這種結(jié)構(gòu)在實(shí)用中很常見，因?yàn)楦淖冸娙莸闹狄约半娙菰趥鬏斁€上的位置可以得到非常寬的電路參數(shù)調(diào)整范圍，從而在電路完成加工后也能進(jìn)行調(diào)整電路參數(shù)。在這里采用了相同寬度的傳輸線，就可以降低實(shí)際調(diào)整工作的難度。使用Smith元圖生成了如圖6所示的輸出匹配電路。

圖6 輸出匹配電路(截圖)

輸入匹配電路的生成過程與輸出匹配電路一樣。首先將輸出匹配電路添加到主電路后，然后同理得到最佳的源阻抗，再利用Smith元圖的匹配，最終得到圖7的輸入匹配電路。

圖7 輸入匹配電路(截圖)

得到輸入輸出匹配電路之后就可以進(jìn)行整個(gè)電路圖的搭建了。經(jīng)過優(yōu)化元件值或電路結(jié)構(gòu)，最終得到的功率放大器如圖8所示，仿真結(jié)果如圖9所示。

通過最終的仿真結(jié)果圖可知，在工作頻率為2 GHz，輸入功率為32 dBm時(shí)，輸出附加效率達(dá)到最高的39.085%，輸出功率為38.295 dBm，即達(dá)到了6.5 W的輸出功率。圖10為基站功放的三階互調(diào)失真，可以看到當(dāng)輸入功率為32 dBm時(shí)，IMD3= －29.035，滿足了設(shè)計(jì)指標(biāo)的要求。

圖10 三階交調(diào)失真仿真結(jié)果(截圖)

通過與有關(guān)MRF282S的特性曲線和仿真結(jié)果相比較，仿真結(jié)果和實(shí)際中的測量結(jié)果相一致，但是稍微有一些差別，這主要是由于仿真模型與實(shí)際中的不完全相同，并且實(shí)際中的器件表現(xiàn)不穩(wěn)定也是造成差別的原因。

3 結(jié)論

本文針對基站通信質(zhì)量不能達(dá)到預(yù)期效果的問題，采用了負(fù)載牽引的方法，利用ADS仿真軟件設(shè)計(jì)并仿真了一款符合實(shí)際要求的基站功率放大器。不但提高了基站的通信質(zhì)量，擴(kuò)大了基站有效覆蓋范圍，而且縮短功率放大器的產(chǎn)品研發(fā)周期，降低了生產(chǎn)成本。文中給出了設(shè)計(jì)的電路圖和仿真后的結(jié)果，與實(shí)際測量結(jié)果對比可以看出，利用負(fù)載牽引法進(jìn)行基站功放的設(shè)計(jì)，是一種非常有效實(shí)用的方法，能迅速改善基站通信和覆蓋質(zhì)量，降低經(jīng)濟(jì)成本。

［1］徐興福.ADS2008射頻電路設(shè)計(jì)與仿真實(shí)例［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2009:192.

［2］DOO S J，ROBLIN P，BALASUBRAMANIAN V，et al.Pulsed active load－pull measurements for the design of high－efficiency class－B RF power amplifiers with GaN HEMTs［J］.IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，2009，57(4):881－889.

［3］GOLIO Mike.射頻與微波手冊［M］.孫龍祥，譯.北京:國防工業(yè)出版社，2006:480－482.

［4］GREBENNIKOV Andrei.射頻與微波功率放大器設(shè)計(jì)［M］.張玉興，趙宏飛，譯.北京:電子工業(yè)出版社，2006:160－165.

［5］NEMATI H M，F(xiàn)AGER C，THORSELL M，et al.High－efficiency LDMOS power－amplifier design at 1 GHz using an optimized transistor model［J］.IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，2009，57(7):1647－1654.

［6］劉軍.VHF 1.6kW全固態(tài)功率放大器功率合成鏈分析［J］.電視技術(shù)，2003，27(9):74－75.

［7］金彥亮，張珠明，林浩杰，等.L波段微波功率放大器的設(shè)計(jì)［J］.電視技術(shù)，2009，33(S1):81－83.