利用微分電路減小PCB上串擾的方法*

王亞飛 陳迎潮 楊曙輝 楊鴻文 李學華

(1.北京郵電大學信息與通信工程學院，北京100876;2.北京信息科技大學信息與通信工程學院，北京100101;3.南卡羅萊納大學電氣工程系，美國哥倫比亞29208)

隨著集成電路技術(shù)的進步和客戶要求的提高，電子設(shè)備向著處理速度更快、物理尺寸更小的方向發(fā)展，這使得集成電路的工作頻率越來越高、規(guī)模越來越大、引腳越來越多，印刷電路板(PCB)上電路的密度越來越大，芯片間通過引腳互連面臨著巨大的挑戰(zhàn).而限制PCB上芯片間引腳互連的瓶頸之一就是傳輸線間的串擾.串擾是指有害信號從一個網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)移到相鄰網(wǎng)絡(luò)，它普遍存在于芯片、印刷電路板、互連件以及其它非屏蔽的高速高密度電路中［1-2］.

高速電路的設(shè)計者一般都是從傳輸線的物理結(jié)構(gòu)角度來考慮減小串擾，比如減小耦合長度、增加信號路徑之間的距離、使用有短路過孔的防護布線或者改變傳輸線的結(jié)構(gòu)等［1-7］，這些減小串擾的方法效果有限且大多以硬件的面積資源為代價;除此之外，也可以使用特定的發(fā)送、接收電路［8］或中繼插入技術(shù)來減少串擾［9］，或者通過總線編碼［10-11］來抵抗串擾.但對于解決PCB上芯片間互連時存在的串擾，這些串擾減小方法都過于復雜，難以直接應用.

從通信的角度來看，傳輸線間的串擾通路也是一種線性系統(tǒng)，因此理論上也可以用各種干擾抵消的方法來解決.雖然在通信領(lǐng)域已經(jīng)存在大量的干擾抵消方法［12-13］，然而這些方法默認這樣一個假設(shè)，即執(zhí)行干擾抵消的算法或裝置的電路實現(xiàn)是理想的，因此難以直接用于解決本研究所考慮的PCB上總線間串擾問題.對于PCB上總線串擾的抵消或者減小問題，一個約束條件是:只能用模擬電路來進行信號處理，并且電路的復雜度要盡可能地低.注意到傳輸線間的串擾可建模為微分傳輸特性，文中提出了一種應用于PCB上的總線串擾抵消方法，即在傳輸線終端利用RC微分電路來減小串擾.為驗證文中方法的有效性，文中還進行了仿真和測試，并與其它方法進行了比較.

1 串擾抵消原理

傳輸線間信號耦合所形成的串擾模型如圖1(a)所示，把噪聲源所在的傳輸線稱為干擾線，把有噪聲產(chǎn)生的傳輸線稱為受擾線.圖1(a)中，當b點無激勵時，a點輸入信號va(t)在d點的耦合輸出vd(t)就是干擾線對受擾線的串擾.串擾產(chǎn)生的物理原因是干擾線和受擾線之間的互容和互感［1］.當傳輸線工作在較高頻率下時，信號的上升時間和下降時間較短，由此引發(fā)的瞬時電壓轉(zhuǎn)換會引起嚴重的串擾，而且兩條傳輸線在布線空間上越接近，互感與互容就越大，特征阻抗及時延改變也越大，這樣，在兩條傳輸線間就會產(chǎn)生更嚴重的串擾.

圖1 傳輸線間的串擾模型Fig.1 Analytical model of crosstalk between two transmission lines

根據(jù)文獻［14］，在圖1(a)中，忽略二次串擾后，干擾線上a點到受擾線上遠端d點的傳輸特性(即串擾)可以表示為

式中，Z0為傳輸線的特性阻抗，Cm為傳輸線間的單位長度耦合電容，Lm為傳輸線間的單位長度耦合電感，l為傳輸線的耦合長度，t為時間.

假設(shè)干擾線上a點到c點的信號傳輸近似是理想的，則圖1(a)所示的電路模型可以等效為圖1(b)所示的信號模型.根據(jù)式(1)可以得到圖1(b)中a點到d點的頻域傳遞函數(shù)Had(f)為

式中，f為頻率.

分析圖1(b)可以發(fā)現(xiàn)，由于a點到c點的信號是近似理想傳輸，所以如果能在傳輸線同一端的c點到d點構(gòu)建一個傳輸特性近似等價于Had(f)的電路，就可以通過疊加的方法進行串擾抵消.基于此可以得到串擾抵消的信號模型，如圖2所示.

圖2 串擾抵消的信號模型Fig.2 Signal model of crosstalk cancellation

2 利用RC微分電路減小串擾的方法

根據(jù)串擾抵消原理，實現(xiàn)串擾抵消就是要尋找傳輸特性近似等價于Had(f)的電路，同時電路在實現(xiàn)上要比較容易.由式(2)可知，Had(f)具有微分電路的傳遞特性，所以可以用RC微分電路構(gòu)成等價于Had(f)的電路.根據(jù)這個特征，文中提出利用RC微分電路來減小串擾，對應的電路設(shè)計如圖3(a)所示.由于在實際的電路系統(tǒng)中，傳輸線既是干擾線同時也是受擾線，所以使用兩組RC微分電路相互進行串擾抵消，其中任意一組由電阻R和電容C構(gòu)成的微分電路可以近似地認為它的傳遞函數(shù)為

圖3 利用RC微分電路減小串擾的電路模型Fig.3 Circuit model of crosstalk reduction based on RC derivative circuit

比較式(2)和(3)可知，只要選擇合適的R、C值，就可以使構(gòu)造的RC微分電路的傳輸特性近似等價于Had(f)，這樣圖3(a)中傳輸線的遠端就可以實現(xiàn)串擾的抵消.在R、C的取值上，就是要求

分析圖3(a)的電路可以看出，圖3(a)的電路可以等效于圖3(b)的電路，圖3(b)的電容C與圖3(a)中電容C相等即可，此時兩條傳輸線相互進行串擾抵消時復用電容C組成微分電路.考慮到干擾線和受擾線都要與下一級進行互聯(lián)，此處取R=Z0，那么此時C滿足式(5)即可:

對于PCB板上的平行微帶傳輸線，Z0、Cm、Lm可綜合文獻［15-17］中的計算方法獲得:

式中，ε為微帶線介質(zhì)基片的介電常數(shù)，εr為相對介電常數(shù)，μ為微帶線介質(zhì)基片的磁導率，h為微帶線介質(zhì)基片的厚度，r為微帶線金屬片的厚度，w微帶線金屬片的寬度，s為微帶線間邊緣到邊緣的距離.

在理想情況下，通過合適的R、C參數(shù)設(shè)置，可以把串擾完全抵消.實際上，由于多種因素的影響，串擾不會被完全抵消.這是因為:(1)在高速數(shù)字信號傳輸?shù)那闆r下，a點到c點的傳遞函數(shù)不是絕對理想的，即vc(t)只能近似等于va(t);(2)當受擾線上有信號傳輸時，它也同樣會在干擾線上的c點產(chǎn)生串擾，致使重構(gòu)的信號與va(t)在d點的串擾vd(t)產(chǎn)生偏差;(3)實際元器件的值也不可能沒有偏差.雖然存在上述這些原因，但從下文的仿真與實驗結(jié)果來看，文中提出的設(shè)計方法仍能顯著減小串擾.

另外需要說明的是，式(1)中的遠端串擾是容性耦合和感性耦合之差的函數(shù)，對于典型的非均勻電介質(zhì)傳輸線，如PCB上的微帶線，容性耦合通常是小于感性耦合的［18］，所以此時式(5)有正確的值，即對于減小PCB上微帶線間的串擾文中方法是有效的，同時也說明文中方法適用于容性耦合小于感性耦合的情況.

3 仿真與實驗

為了驗證本研究所提出的減小串擾方法的有效性，利用ADS軟件進行了仿真［19］.在軟件版圖界面創(chuàng)建了PCB上的兩條平行微帶傳輸線A和B，它們的布局及端口設(shè)置如圖4所示，具體參數(shù)為:w=1mm，s=1mm;h=0.6 mm，r=70 μm，εr=4.6，μr=μ/μ0=1，μ0為真空中磁導率，l=10 cm，金屬為銅，微帶線的特征阻抗Z0約為50 Ω.利用軟件提供的Momentum仿真器對布局元件進行了三維平面電磁場仿真，然后把具有實際物理意義的布局元件引入到原理圖界面進行電路仿真.

圖4 兩條平行微帶傳輸線的結(jié)構(gòu)及相關(guān)參數(shù)Fig.4 Structure and related parameters of two parallel transmission lines

3.1 仿真與實驗結(jié)果分析

根據(jù)圖3(b)建立系統(tǒng)S參數(shù)的電路仿真模型，如圖5所示.通過式(5)可以計算出RC微分電路中電容C的值約為1 pF，仿真提取了使用RC微分電路減小串擾方法前后系統(tǒng)的遠端散射參數(shù)S(4，1)，結(jié)果如圖6所示.從圖6中可以看出，在3 GHz以下頻率使用微分電路減小串擾方法可以使串擾峰值衰減10dB以上.

圖5 提取系統(tǒng)S參數(shù)的電路仿真模型Fig.5 Circuit simulation model of extracting S-parameter

圖6 使用微分電路減小串擾方法前后的遠端散射參數(shù)仿真對比Fig.6 Comparison of simulation results of far-end S-parameter before and after using RC derivative circuit

同時，在相同條件下進行了串擾的時域仿真，當干擾線上由幅度為1 V、上升時間為0.1 ns的信號驅(qū)動時，提取了使用RC微分電路減小串擾方法前后的串擾時域信號，結(jié)果如圖7所示.從圖7中可以看出，使用RC微分電路串擾峰值約降低70%(約衰減10dB)，時域信號仿真與遠端散射參數(shù)仿真結(jié)果一致.

圖7 使用微分電路減小串擾方法前后的串擾時域信號仿真對比Fig.7 Comparison oftime-domain simulation results of crosstalk before and after using RC derivative circuit

為了進一步驗證文中方法的有效性，按照圖5的S參數(shù)仿真模型及相關(guān)參數(shù)制作了實驗電路，如圖8所示.實驗電路中，RC微分電路采用了SMT0603電容，電容有±0.1 pF的誤差，利用Agilent E5070B矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對使用RC微分電路前后的遠端散射參數(shù)S(4，1)進行了測量，對比結(jié)果如圖9所示.由圖9可以看出，使用RC微分電路減小串擾方法后的遠端串擾較未使用任何串擾防護措施時有了較大的衰減.

圖8 實驗電路的測試原理和實物圖Fig.8 Test principle and layout of experimental circuit

圖9 使用微分電路減小串擾方法前后的遠端散射參數(shù)實測對比Fig.9 Comparison of test results of far-end S-parameter before and after using RC derivative circuit

圖10給出了使用RC微分電路后的電路仿真串擾峰值衰減與電路實測的串擾峰值衰減對比.從圖中可以看出實測結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合，但也存在誤差，這主要是由電路的加工工藝、元器件值的偏差以及測量設(shè)備引起的.圖10中，在1.7 GHz頻率以下，電路仿真與實測結(jié)果都表明此時串擾峰值衰減在10dB以上;而當頻率在1.7GHz到3.0GHz之間時，實測的串擾峰值衰減在6～10 dB之間，與仿真的10dB左右存在著誤差，此情況除了是因為測量設(shè)備誤差和電路板的加工精度外，主要是由于微分電路中的電容在高頻時寄生了電感.選用封裝較小的電容可以使寄生電感降低，從而使實際結(jié)果更加接近仿真結(jié)果.

圖10 仿真與實測的遠端串擾峰值衰減對比Fig.10 Comparison of tested and simulated attenuation of far-end crosstalk

3.2 與其它方法的比較

表1給出了兩條平行微帶傳輸線在邊到邊距離已經(jīng)確定且頻率范圍為0～1.5GHz時，文中所提的RC微分電路方法與文獻［6］、［7］中方法在串擾衰減量和PCB面積增加量方面的對比結(jié)果.從表中可以看出，利用RC微分電路減小串擾的方法相比其它方法具有一定的優(yōu)勢，與文獻［6］中所提的利用防護帶減小串擾的方法相比，串擾衰減可以提高3dB以上.同時需要注意的是，使用防護帶減小串擾方法的約束條件是在兩條傳輸線間要有足夠的空間以便能添加進去合適的防護帶結(jié)構(gòu)，而文中所提方法的使用并不受此約束，即如果在傳輸線間距離很近、已經(jīng)無法添加防護布線的情況下，使用文中提出的RC微分電路減小串擾方法將更有優(yōu)勢.與文獻［7］中提出的利用階式傳輸線減小串擾的方法相比，文中方法在串擾衰減和節(jié)省PCB板寬度上都具有明顯優(yōu)勢.由于文中所提方法的電路易于實現(xiàn)，且不會增加電路板的層數(shù)和復雜度，所以付出的代價較低.

表1 3種方法的性能對比Table 1 Performance comparison of three methods

4 結(jié)語

文中從信號處理的角度出發(fā)，利用抵消原理研究了PCB上的串擾減小問題，提出用重構(gòu)的串擾信號去抵消受串擾疊加的信號.該方法利用RC微分電路就能夠減小PCB上微帶傳輸線間的串擾.仿真與實驗結(jié)果顯示，這種方法能使PCB上微帶傳輸線間的串擾峰值衰減10 dB以上.與傳統(tǒng)的從物理結(jié)構(gòu)角度來減小串擾的方法相比，文中方法的電路易于實現(xiàn)，代價較低，效果較好.由于對文中方法的分析是在忽略二次串擾的情況下進行的，雖然減小串擾效果明顯，但如何最大限度發(fā)揮RC微分電路減小串擾的效果還有待進一步研究.

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