軟件無(wú)線電跳頻電臺(tái)接收機(jī)射頻前端設(shè)計(jì)

王燕君

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,成都 610036)

軟件無(wú)線電跳頻電臺(tái)接收機(jī)射頻前端設(shè)計(jì)

王燕君

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,成都 610036)

基于軟件無(wú)線電的基本要求和發(fā)展趨勢(shì),提出了一種應(yīng)用在軟件無(wú)線電跳頻電臺(tái)中接收機(jī)射頻前端電路結(jié)構(gòu),分析了接收機(jī)射頻前端的總體設(shè)計(jì)方案,包括前端各部分增益的分配、動(dòng)態(tài)范圍的分配、噪聲系數(shù)及靈敏度的計(jì)算,討論了對(duì)器件選擇的考慮。實(shí)際測(cè)試結(jié)果表明,該射頻前端性能指標(biāo)滿足設(shè)計(jì)要求。

軟件無(wú)線電;跳頻電臺(tái);接收機(jī)射頻前端;靈敏度;噪聲系數(shù);動(dòng)態(tài)范圍

1 引 言

隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展以及電子器件制作工藝的提升,A/D、D/A的采樣速率越來(lái)越高,數(shù)字處理不斷往射頻推進(jìn),采樣頻率已從基帶進(jìn)入到了較高的頻率,信道可重構(gòu)能力不斷得到提升,系統(tǒng)可以從中頻直接采樣,繼而進(jìn)行信號(hào)處理[1]。本文所研究的接收機(jī)射頻前端是基于軟件無(wú)線電理論來(lái)設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)的,以達(dá)到建立一個(gè)通用化、標(biāo)準(zhǔn)化、模塊化的接收機(jī)射頻前端的目標(biāo)。

本文綜合考慮了接收機(jī)射頻前端的各項(xiàng)指標(biāo),設(shè)計(jì)出了一種用于跳頻通信系統(tǒng)的接收機(jī)射頻前端,該接收機(jī)射頻前端具有靈敏度高、動(dòng)態(tài)范圍大、噪聲系數(shù)低、線性度好等特點(diǎn)。

2 接收機(jī)射頻前端電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

本文所討論的接收機(jī)射頻前端采用超外差體系結(jié)構(gòu),其電路如圖1所示[2]。

該接收機(jī)射頻前端的工作頻率范圍為100～400MHz,一中頻頻率900 MHz,二中頻頻率70 MHz,天線饋送的射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)電調(diào)放大單元完成低噪聲放大后,與高本振混頻得高中頻900 MHz,然后通過(guò)兩級(jí)聲表面波濾波器濾波、放大,再與低本振混頻后產(chǎn)生70MHz的中頻信號(hào),中頻信號(hào)濾波、放大處理后送信號(hào)處理模塊。

圖1 接收機(jī)射頻前端電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit structure of the receiver RF front-end

該接收機(jī)射頻前端主要指標(biāo)如下:靈敏度小于-113 dBm;動(dòng)態(tài)范圍大于等于120 dB;中頻輸出功率范圍-20～-10 dBm;中頻抑制比大于等于90 dB;鏡頻抑制比大于等于80 dB;中頻選擇性:6 dB帶寬時(shí)大于等于68 kHz,60 dB帶寬時(shí)小于等于170 kHz。

3 接收機(jī)射頻前端總體方案設(shè)計(jì)

接收機(jī)射頻前端的設(shè)計(jì),主要是根據(jù)所給出的接收機(jī)射頻前端性能指標(biāo),重點(diǎn)考慮靈敏度與動(dòng)態(tài)范圍,而其他性能指標(biāo),如鏡像抑制比、中頻抑制比、倒易混頻、三階截獲點(diǎn)以及帶外衰減等都受靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍的影響,并與具體器件的性能有關(guān),在做總體方案設(shè)計(jì)時(shí)可暫不考慮。靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍的設(shè)計(jì)主要涉及到前端的總體增益、總的噪聲系數(shù)和AGC動(dòng)態(tài)范圍的確定。

3.1 接收機(jī)射頻前端增益分配與計(jì)算

增益分配的原則是有利于接收機(jī)射頻前端靈敏度及抗阻塞和抗干擾能力的提高。在對(duì)接收機(jī)射頻前端靈敏度及動(dòng)態(tài)范圍都有要求時(shí),電路設(shè)計(jì)時(shí)必須在兩個(gè)指標(biāo)間作折衷考慮。根據(jù)技術(shù)指標(biāo):接收機(jī)射頻前端靈敏度為-113 dBm,中頻輸出功率范圍為-20～-10 dBm,計(jì)算中取-15 dBm,因此,總增益為

考慮到一定的冗余量和級(jí)聯(lián)匹配網(wǎng)絡(luò),設(shè)計(jì)時(shí)將總增益確定為100 dB,100 dB的總增益在接收機(jī)射頻前端中的分配如圖2所示[2]。

圖2 接收機(jī)射頻前端增益分配Fig.2Gain distribution of the receiver RF front-end

3.2 接收機(jī)射頻前端動(dòng)態(tài)分配與計(jì)算

考慮一種極端的情況,發(fā)射機(jī)輸出功率60 W,兩天線距離僅100 m,此時(shí)接收機(jī)收到信號(hào)強(qiáng)度為

式中,PT為發(fā)射機(jī)發(fā)射功率,此處取 PT=10 lg(60×103)=47.78 dBm;GT為發(fā)射天線增益,此處取GT=3 dB;GR為接收天線增益,此處取GT=3 dB;f為通信頻率,單位為MHz;L為通信距離,單位為km。

式(2)表明,在相同距離及其他參數(shù)相同的情況下,頻率越低,其電波在空氣中傳播時(shí)自由衰減就越小。取f=100 MHz,由已知數(shù)據(jù)計(jì)算得

當(dāng)從天線接收到的信號(hào)進(jìn)入接收機(jī)后,還要經(jīng)過(guò)收發(fā)開(kāi)關(guān)等無(wú)源有耗器件,因此將接收機(jī)射頻前端的動(dòng)態(tài)上限定為282 mV(2 dBm)。接收機(jī)射頻前端的動(dòng)態(tài)范圍為

考慮到一定的余量,設(shè)計(jì)時(shí)將接收機(jī)射頻前端的動(dòng)態(tài)范圍確定為120 dB。

在電路的設(shè)計(jì)過(guò)程中,為確保要求接收機(jī)射頻前端的動(dòng)態(tài),采用射頻AGC和中頻AGC相結(jié)合的原則。為獲得120 dB的動(dòng)態(tài)范圍,采用三組AGC級(jí)聯(lián)的方式。第一組AGC用來(lái)處理大信號(hào),工作頻段高的AGC,采用PIN管結(jié)構(gòu)的AGC來(lái)獲取30 dB的動(dòng)態(tài)范圍。第二組采用兩級(jí)雙柵場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成AGC,雙柵場(chǎng)效應(yīng)管的一柵級(jí)用作RF輸入端,另一柵級(jí)作為AGC控制電壓的輸入端。由于雙柵分別連接,當(dāng)AGC電壓控制放大器增益時(shí),雙柵場(chǎng)效應(yīng)管的輸入輸出阻抗基本不變,這組AGC可獲得20 dB的動(dòng)態(tài)范圍。第三組AGC在IF級(jí),由于頻率較低,用VGA-AGC來(lái)獲得70 dB的動(dòng)態(tài)范圍[2]。

3.3 噪聲系數(shù)及靈敏度計(jì)算

高靈敏度實(shí)現(xiàn)依賴于整機(jī)噪聲系數(shù)的降低。系統(tǒng)噪聲系數(shù)可以由級(jí)聯(lián)系統(tǒng)的總噪聲系數(shù)公式計(jì)算。同樣,計(jì)算時(shí)需要把各級(jí)的增益換算為實(shí)際的倍數(shù),再將計(jì)算出來(lái)的總噪聲系數(shù)換算成分貝值。噪聲系數(shù)計(jì)算公式為

由式(4)可知,前端噪聲系數(shù)對(duì)接收機(jī)的貢獻(xiàn)最大。接收機(jī)射頻前端采用高增益、低噪聲系數(shù)的器件有利于提高系統(tǒng)靈敏度。電調(diào)放大單元選用了低噪聲雙柵場(chǎng)效應(yīng)管作放大管,該器件噪聲系數(shù)極低(近1 dB)。但由于設(shè)計(jì)中根據(jù)需要采用了功率匹配的輸入、輸出網(wǎng)絡(luò)、PIN管開(kāi)關(guān)以及衰減器等,整個(gè)電調(diào)放大部分電路的噪聲系數(shù)在5 dB左右。接收機(jī)射頻前端各單元的增益與噪聲系數(shù)分布如表1[2]所示。

表1 接收機(jī)射頻前端各單元增益與噪聲系數(shù)分布(分貝數(shù))Table 1 Each unit gain and noise figure distribution(dB number)

將表1中的接收機(jī)射頻前端各級(jí)網(wǎng)絡(luò)增益和噪聲系數(shù)的分貝數(shù)換算為自然數(shù),如表2所示。

表2 接收機(jī)射頻前端各單元增益與噪聲系數(shù)分布(自然數(shù))Table 2 Each unit gain and noise figure distribution(natural number)

根據(jù)公式(4)有

換算為分貝數(shù)為

要達(dá)到接收靈敏度的要求,接收機(jī)射頻前端中頻輸出的SNR至少應(yīng)達(dá)到12 dB。根據(jù)靈敏度計(jì)算公式:

式中,S為接收機(jī)射頻前端靈敏度,單位dBm;NF為接收機(jī)射頻前端噪聲系數(shù),單位dB;B為檢波前的中頻帶寬,單位Hz;SNR為信號(hào)檢波所需的(S+N)/N,單位 dB。

從理論結(jié)果可看出,此方案滿足技術(shù)指標(biāo)的靈敏度要求。

4 接收機(jī)射頻前端主要器件的選擇

在選擇器件時(shí)主要考慮的性能指標(biāo)是噪聲性能、三階截點(diǎn)以及對(duì)各種干擾的抑制性能等。下面主要討論幾個(gè)主要器件的選擇。

4.1 低噪聲放大器

低噪聲放大器(Low Noise Amplifier,LNA)是接收機(jī)射頻前端的重要組成部分。首先,LNA位于接收機(jī)射頻前端的前端,要求噪聲系數(shù)越小越好;同時(shí),為了抑制后面各級(jí)器件噪聲對(duì)接收機(jī)射頻前端的影響,要求有一定的增益,但為了避免混頻器過(guò)載產(chǎn)生非線性失真,增益又不能過(guò)大。其次,LNA所接收的信號(hào)很弱,因此低噪聲放大器必定是小信號(hào)線性放大器,但是受傳輸路徑的影響,信號(hào)的強(qiáng)弱又是變化的,接收小信號(hào)的同時(shí)又可能伴隨許多強(qiáng)干擾信號(hào)混入,因此要求LNA有足夠的線性動(dòng)態(tài)范圍[3]。

基于以上幾點(diǎn)考慮,本設(shè)計(jì)采用型號(hào)為CX661D的雙柵MOSFET場(chǎng)效應(yīng)管作為低噪聲放大器。該放大器具有極小的噪聲系數(shù)(1 dB),工作頻帶可達(dá)1 GHz,最高增益為17 dB,1 dB壓縮點(diǎn)13 dBm,器件指標(biāo)滿足設(shè)計(jì)要求。通過(guò)改變?cè)鲆婵刂茤艑?duì)柵極的電壓,可使LNA的增益在0～20 dB范圍內(nèi)變化。

4.2 混頻器

混頻器是接收機(jī)射頻前端的關(guān)鍵器件,混頻器是非線性器件,其動(dòng)態(tài)范圍、變頻損耗、隔離度、交調(diào)性能等對(duì)接收機(jī)射頻前端的靈敏度、動(dòng)態(tài)范圍、各種干擾抑制性能等有著非常大的影響?；祛l器分為有源混頻器和無(wú)源混頻器,有源混頻器隔離度高且對(duì)本振的要求低,但是動(dòng)態(tài)范圍、噪聲性能遠(yuǎn)不如無(wú)源混頻器。

本方案兩次變頻混頻器均采用Mini-Circuits公司的TUF-5X型雙平衡混頻器。該混頻器的RF/LO頻率范圍為20～1 500MHz,輸出中頻范圍可從直流到1 000 MHz;變頻損耗約為7 dB;LO-RF隔離度為42 dB,LO-IF隔離度為32 dB;當(dāng)本振注入為7 dBm時(shí),可以承受1 dBm的RF信號(hào)。

4.3 AGC放大器

模擬前端的增益及動(dòng)態(tài)范圍主要靠AGC放大器提供。本方案所采用的中頻AGC放大器AD8367是AD公司推出的一款可變?cè)鲆鎲味薎F放大器。它使用AD公司先進(jìn)的X-AMP結(jié)構(gòu),具有優(yōu)異的增益控制特性。由于在片上集成了律方根檢波器,因此它也是全球首枚可以實(shí)現(xiàn)單片閉環(huán)ACC的VGA的芯片。該芯片帶有可控制線性增益的高性能45 dB可變?cè)鲆娣糯笃?并可以在任意低頻到500 MHz的頻率范圍內(nèi)穩(wěn)定工作。采用級(jí)聯(lián)兩片AD8367可達(dá)到70 dB的AGC控制范圍。

5 實(shí)測(cè)結(jié)果

選取兩個(gè)有代表性的頻點(diǎn)對(duì)接收機(jī)射頻前端進(jìn)行測(cè)試,圖3和圖4為各頻點(diǎn)接收機(jī)射頻前端所要求的最小可接收信號(hào)和最大可接收信號(hào)輸入時(shí)的輸出頻譜圖。

圖3 中頻信號(hào)頻譜圖@108 MHzFig.3 IF signal@108 MHz

圖4 中頻信號(hào)頻譜圖@399.5 MHzFig.4 IF signal spectrum@399.5 MHz

由圖3和圖4可看出,接收機(jī)射頻前端靈敏度指標(biāo)、動(dòng)態(tài)范圍及中頻輸出功率范圍指標(biāo)滿足指標(biāo)要求。其他指標(biāo)測(cè)試結(jié)果見(jiàn)表3。

表3 實(shí)測(cè)結(jié)果Table 3 Test result

從表3可看出,所有指標(biāo)均滿足要求。

6 結(jié) 論

本文在軟件無(wú)線電理論基礎(chǔ)上,對(duì)接收機(jī)射頻前端采用超外差式二次混頻結(jié)構(gòu),從實(shí)際測(cè)試得到的數(shù)據(jù)分析,在整個(gè)工作頻段內(nèi),接收機(jī)射頻前端靈敏度高、動(dòng)態(tài)范圍大、抑制性能好,達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計(jì)要求。

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WANG Yan-jun was born in Qixian,Shanxi Province,in 1974.She received the M.S.degree from University of Electronic Science and Technology of China in 2009.She is now an engineer.Her research concerns RF communication.

Email:wyj-cx@sohu.com

Design of RF Front-end for Frequency-hopping Radio Receiver Based on Software Defined Radio

WANGYan-jun
(Southwest China Institute of Electronic Technology,Chengdu 610036,China)

Based on the basis requirements and developing trend of software defined radio(SDR),a circuit structure of receiver RF front-end is proposed for the receiver of SDR-based frequency-hopping(FH)radio.The system design scheme of the receiver RF front-end is analysed,including distribution and calculation of every part′s gain and dynamic rang,and computation of noise figure and sensitivity.Consideration of selecting devices is discussed.Test result indicates the RF front-end meets the design requirements.

software defined radio;FH radio;receiver RF front-end;sensitivity;noise figure;dynamic rang

TN802

A

10.3969/j.issn.1001-893x.2012.06.028

1001-893X(2012)06-0969-05

2012-03-27;

2012-04-24

王燕君(1974—),女,山西祁縣人,2009年于電子科技大學(xué)獲碩士學(xué)位,現(xiàn)為工程師,主要從事射頻通信的研究。