衛(wèi)星電視天線射頻電路中LC壓控振蕩器設計

王 魏，黎 希，宮召英，馬曉英，楊麗君，王岳生

(重慶郵電大學光電工程學院，重慶 400065)

1 衛(wèi)星電視天線技術

隨著衛(wèi)星電視天線技術的發(fā)展，以及衛(wèi)星電視天線設備應用的頻率日益增加，射頻集成電路在衛(wèi)星電視天線系統(tǒng)中得到了廣泛應用。壓控振蕩器(VCO)作為無線衛(wèi)星電視天線接收電路中的一個重要模塊，應當在具有更大的協(xié)調范圍的同時也要具有更低的相位噪聲。協(xié)調范圍決定了覆蓋接收頻段的多少，相位噪聲是決定接收質量和可靠性的重要參數(shù)。協(xié)調范圍和相位噪聲時常難以兼顧，因此寬帶低噪聲VCO是目前射頻集成電路設計中的一個難點[1]。

常用的VCO實現(xiàn)方案有兩種，即環(huán)形振蕩器和電容電感振蕩器(LC VCO)。由于LC VCO相對于環(huán)形VCO具有更低的相位噪聲，因而低噪聲VCO常采用電容電感的結構形式。本文對VCO的結構和相位噪聲進行了分析，并采取多種降低相噪的方法，設計了一款低相位噪聲高協(xié)調范圍的VCO。

2 電路結構

本文設計的壓控振蕩器核心電路如圖1所示，電感L和可變電容Cvar1，Cvar2組成諧振回路，NMOS對(M1，M2)和PMOS對(M3，M4)構成有源負電阻。采用PMOS管和NMOS管組成互補型交叉耦合電路結構能夠有效地抑制共模信號對電路的影響，如襯底噪聲和電源電壓噪聲，且互補交叉耦合振蕩器輸出幅度是單NMOS交叉耦合管的兩倍，從而使振蕩器具有更好的相位噪聲性能。C1為濾波電容，PMOS管M5，M6構成有源電流源。

圖1 控振蕩器電路結構

2.1 可變電容管

可變電容按工作特性和工藝可以分為MOS變容管和PN結變容管，MOS變容管又分為反型結構、耗盡型結構和積累結構。積累型MOS變容管結構及等效電容如圖2所示，在N阱中進行n+摻雜，這種結構能夠阻止空穴注入溝道使其能工作在積累區(qū)和耗盡區(qū)，而無法形成反型層。當柵極接正電壓時，多數(shù)載流子在通道表面形成一個傳導平面，電容的可變電容Cv是柵氧化層電容，此時的電容為最大電容Cmax。當柵電壓變?yōu)樨摃r，空穴被吸引到表面與電子中和，形成的耗盡區(qū)，此時可變電容是的電容是柵氧化層電容COX，耗盡層隨著電壓的增加而增加，相比其他形式的變容管其具有較大的線性范圍和較高的品質因數(shù)[2]。

圖2 可變電容結構及等效電容

本設計采用的可變電容為TSMC 0.18 μm工藝庫中的積累型 MOS 變容管，晶體管 W=2.5 μum，L=500 nm，finger數(shù)為12，電容的變化范圍約為90～190 fF。振蕩器正常工作時，可變電容兩端的電壓可以看成是一個較大振幅的正弦電壓信號，因此其瞬時電容值是周期性變化的，可變電容的容值約等于小信號電容的均值，可變電容上瞬時電流為

式中:v(t)是振蕩器瞬時輸出電壓，v(t)=Asin(ωt)+B由此可得一個周期內的平均電容為，

為了保證可變電容總能工作在線性區(qū)可用一個定值電容在輸出端和變容管之間進行交流耦合，同時進行直流偏置。這樣就減小了輸出信號直流電平及共模噪聲對變容管正常工作的影響[3]。

2.2 電流與輸出振幅

當偏置電流較小時，振蕩器工作在電流有限區(qū);而當偏置電流較大時，輸出信號的幅度達到了飽和值，此時受電源電壓限制。則此時振蕩器工作在電壓有限區(qū)。工作在電流有限區(qū)時，輸出信號的振幅大小與電流源和LC諧振網(wǎng)絡的等效電阻成正比，對于互補差分耦合結構，電流源則周期地提供峰值為－IS～IS電流方波。對于非互補型差分耦合結構，電流源周期性向開關管提供0～IS電流方波。對于這兩種形式的結構，工作在電流有限區(qū)的輸出信號振幅分別為，由此可見對于相同的電流源工作在電流有限區(qū)的互補差分結構振蕩器輸出振幅比非互補結構的振幅大一倍，而高輸出電壓擺幅能夠改善信噪比和相位噪聲性能。因此對于低電流應用來說，互補型結構的壓控振蕩器對電流的利用率較高，輸出振幅也較大。而當電流增大到一定值使輸出信號的振幅達到飽和值時，振蕩器便進入電壓有限區(qū)。此時電流源漏極電流達到飽和，電流源進入線性區(qū)不再隨參考電流而變化，振蕩器輸出振幅達到穩(wěn)定[4－5]。此時的差分輸出振幅為VO∝Imax·RT。

3 相位噪聲分析

相位噪聲是基于線性時不變理論的，即認為振蕩器是一個線性時不變系統(tǒng)。實際電路中存在著其他性質的噪聲，其相位噪聲相比理想LC振蕩器沿特性下降有一定差別，在較低的頻偏時相位噪聲降低速度明顯大于，在較大的頻偏時相位噪聲不在隨著頻偏的增大而繼續(xù)減小。Leeson提出的經(jīng)典線性時不變模型

式中:F為器件的噪聲因子，是一個經(jīng)驗參數(shù);Psig為諧振電路的平均功耗;ω0為振蕩頻率;Q表示有載條件下的諧振品質因數(shù);Δω為頻率偏移量;區(qū)域的拐點頻率。其模型典型曲線如圖3所示。

圖3 Lesson線性時不變相位噪聲模型

Rael給出了Lesson模型公式中其相位噪聲因子的表達式

式中:I為電流大小;γ為MOS管的溝道噪聲系數(shù);gmbias為電流源MOS管的跨導;Req為諧振電路的等效電阻[6－7]。

根據(jù)式(3)并考慮到Si工藝的特點，在設計電路的時候可以從3個方面來降低VCO的相位噪聲:1)選擇高Q值電感，但是考慮到片上電感的寄生參數(shù)對整個電路的影響，其電感值不可以太大，這樣可避免寄生電容與電感產(chǎn)生諧振，否則可能導致頻率過低，使VCO不能正常工作。2)增大VCO的輸出信號振幅，但同時得考慮到輸出功率與功耗的折中以及器件的擊穿電壓。3)采用全PMOS管設計尾電流源，埋溝道降低了MOS管溝道噪聲，同時增加濾波電容，使得電流源在噪聲通過濾波電容引入地，盡可能少地讓電流源噪聲進入LC諧振網(wǎng)絡。

4 電路仿真及結果分析

使用0.18 μm射頻CMOS工藝庫，在Cadence spectreRF射頻仿真工具中進行仿真，其版圖如圖4所示。在1.8 V電源電壓下電路的頻率覆蓋范圍測試結果如圖5所示，可以看出本設計實現(xiàn)了3.38～4.06 GHz的無盲區(qū)覆蓋，并且電路在兼顧大頻率覆蓋范圍的基礎上實現(xiàn)了低相位噪聲和低功耗性能。VCO正常工作時功耗小于2.5 mW，在1 MHz頻偏處的相位噪聲如圖6所示為 －119.1 dBc/Hz.

圖6 VCO相位噪聲曲線

5 小結

本文采用TSMC 0.18 μm工藝庫進行設計仿真，設計出了一個中心頻率為1.8 GHz的差分壓控振蕩器。采用高Q值開關電容陣列結構電路來增大了協(xié)調范圍，并利用過噪聲濾波和PMOS電流源的方式減低了相位噪聲。該VCO工作電壓為1.8 V，功耗為2.5 mW，相位噪聲值優(yōu)于－119.1 dB@1 MHz，完全能滿足頻率覆蓋范圍內衛(wèi)星電視天線接收系統(tǒng)的應用要求。

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