射頻功率放大器設計新方法

王 遠， 吳秀龍

（安徽大學 電子信息工程學院，安徽 合肥 230039）

射頻微波功率放大器是固態(tài)發(fā)射機的關鍵部件，廣泛應用于雷達、廣播電臺和無線通信基站等設備中。射頻微波功率放大器由功率管加外圍的偏置匹配電路構成。市場上的射頻微波功率管在某些頻率點存在不穩(wěn)定性，設計不當可能在這些頻率點發(fā)生振蕩甚至由此而導致管子燒毀。隨著功率管非線性模型的不斷完善，利用CAD技術對功率管的穩(wěn)定性進行全面分析找出不穩(wěn)定頻率點［1－2］，然 后 通 過 附 加 RLC 網 絡［3－5］或 負 反饋［6－7］改善這些頻率點的穩(wěn)定性已經成為最通用的設計方法，但該方法常常是要以犧牲增益與輸出功率為代價的。

本文以穩(wěn)定圓為理論基礎，提出了一種新的CAD仿真設計方法，其設計流程為：① 用CAD軟件分析出器件全頻段的穩(wěn)定性；② 設計偏置電路使頻外的穩(wěn)定性提高；③ 設計匹配電路使終端阻抗避開不穩(wěn)定區(qū)。該方法利用偏置來提高穩(wěn)定性，省去附加的穩(wěn)定網絡，使電路結構得到簡化，保證了電路的穩(wěn)定性，最大限度地提高了功率增益與輸出功率。

為了演示這種方法，本文依照這種設計流程，利用ADS仿真軟件對Cree公司提供的Cree24060器件非線性模型進行了仿真，并得到了很好的仿真結果。

1 新方法的理論依據(jù)

1.1 穩(wěn)定與潛在不穩(wěn)定

一個射頻微波功率管可以視為一個二端口網絡，用線性S參數(shù)來表示這個二端口網絡，如圖1所示。如果同時滿足 （1）式與 （2）式，則二端口網穩(wěn)定［8］，否則為潛在不穩(wěn)定。其中K1稱為穩(wěn)定因子。

圖1 二端口S參數(shù)表示的功率管

1.2 穩(wěn)定圓理論

當一個二端口潛在不穩(wěn)定時，發(fā)生振蕩一般有如下情況：① 源終端阻抗不匹配，導致輸出反射系數(shù)的模｜γOUT｜＞1；② 負載終端阻抗不匹配，導致輸入反射系數(shù)的模｜γIN｜＞1。

分析第1種情況，需要找出是哪些源終端阻抗使得｜γOUT｜＞1。首先作為穩(wěn)定與不穩(wěn)定的臨界條件是（3）式，即｜γOUT｜＝1，解（3）式得到源終端ΓS在施密特圖上為一圓［9］，可稱該圓為源穩(wěn)定圓，如圖2所示，其圓心CS的計算公式為（4）式，半徑RS為（5）式。然后判斷圓內還是圓外穩(wěn)定，因為50Ω的源終端阻抗對應｜γOUT｜就是本文仿真得到的｜S22｜，所以可以通過先看｜S22｜是否小于1判斷50Ω的源終端阻抗是否穩(wěn)定，再從施密特圖上看50Ω的源終端阻抗落在穩(wěn)定圓的內部還是外部，則可判斷圓內還是圓外穩(wěn)定［10］。還可算出穩(wěn)定圓邊界到施密特圖中心的最短距離［11］。通過設計源極匹配電路使源極50Ω外接終端經過匹配電路后避開那些不穩(wěn)定阻抗，就可避免第1種振蕩情況。第2種不穩(wěn)定的情況，通過相應的分析可以得到負載穩(wěn)定圓的圓心CL與半徑RL，然后分析出不穩(wěn)定的負載終端阻抗，再通過輸出阻抗匹配避開這些不穩(wěn)定阻抗。

圖2 源與負載穩(wěn)定圓在施密特圖上的表示

1.3 基于穩(wěn)定圓的新方法

基于Nyquist準則［12］可判斷功率放大器是否能穩(wěn)定振蕩，但由于很難得到射頻微波放大器電路轉換函數(shù)的閉合形式，所以一般無法運用Nyquist準則?；谛⌒盘柕木€性模型分析雖然不能判斷是否會持續(xù)振蕩，但能判斷是否會起振，而且由于模型簡單，所以被廣泛應用。

基于穩(wěn)定圓的設計流程，首先進行全面的穩(wěn)定性分析，接著在不損失功率管帶內增益與輸出功率的前提下通過偏置電路的合理設計，盡可能地提高使用頻帶外各點的穩(wěn)定性。對于射頻微波放大器，它們的偏置電路常通過一段1／4波長的微帶線匹配電路相連。由于1／4波長的微帶線的隔離作用，即使是通過加入有耗網絡來提高帶外某些點的穩(wěn)定性，也幾乎不會影響到帶內特性。最后，在帶內或帶外剩余的潛在不穩(wěn)定處調節(jié)輸入輸出匹配電路結構，使得外接50Ω源終端與負載終端經過匹配電路后變換到一個處在穩(wěn)定區(qū)域的阻抗。

2 設計實例

運用介紹的新設計方法，利用ADS軟件對寬禁帶SiC器件Cree24060功率管進行仿真。該管的穩(wěn)定性較差，則更能體現(xiàn)新方法的優(yōu)點。該管的技術文檔上給出可用在2.4GHz以下，AB類工作時，小信號增益為13dB，1dB壓縮點的輸出功率為50W。選擇在2.1～2.3GHz的工作帶寬上對該器件進行仿真，這個頻帶是S波段雷達常用的波段。

2.1 偏置穩(wěn)定前后的穩(wěn)定性

將該功率管偏置在AB類工作狀態(tài)，靜態(tài)漏極電流按技術文檔為2A，對應的柵壓為－7V，漏極電壓是48V。其進行偏置穩(wěn)定前的穩(wěn)定因子如圖3a所示，進行偏置電路設計后的穩(wěn)定因子如圖3b所示，可見功率管幾乎是全頻段存在潛在不穩(wěn)定。通過在偏置電路中加入電阻以增大對無用的低頻帶外信號的損耗，大幅度提高了低頻穩(wěn)定性。從圖3b中可以看到，經過偏置電路的設計電路從全頻帶不穩(wěn)定變化到200MHz以下穩(wěn)定。偏置電路的版圖如圖4所示，所用的襯底材料是Rogers4003基板，板厚0.5mm。

圖3 加穩(wěn)定偏置前后穩(wěn)定性

圖4 加偏置并與輸入輸出匹配后的版圖

2.2 確定源與負載阻抗

經過偏置穩(wěn)定后，200MHz以上還是存在潛在不穩(wěn)定的。對加偏置后的電路用ADS進行仿真，得到了中心頻率2.2GHz處的源與負載穩(wěn)定圓，如圖5所示。此時的｜S11｜、｜S22｜皆小于1，所以施密特圖中心即50Ω的負載阻抗與源阻抗是穩(wěn)定的，且由于50Ω在源與負載穩(wěn)定圓外面，進而可以知道源與負載穩(wěn)定圓內是不穩(wěn)定區(qū)域。

圖5 源與負載牽引結果

確定最佳源阻抗與負載阻抗采用ADS對器件的非線性模型進行源牽引與負載牽引，是在沒有負載牽引設備情況下最準確的方法。在牽引時不能選擇落入不穩(wěn)定區(qū)域的阻抗，如果做負載牽引時把增益與效率曲線也附加上去，則是在效率、增益、功率、穩(wěn)定性四者之間均衡，如圖5b所示。從源與負載牽引的結果可以得出2.2GHz時取源阻抗ZS＝（3.66－j10.2）Ω，負載ZL＝（7.6－j6.73）Ω時，可以得到輸出Pdel＝100W的功率，因為所用負載牽引是1dB壓縮點負載牽引法，所以得到的是1dB壓縮點輸出功率，且有比較好的增益和附加效率。源阻抗與負載阻抗均在穩(wěn)定區(qū)域，如圖5所示。100W的1dB壓縮點功率比該功率管技術文檔給出的50W大了1倍，可見這種方法大大提高了輸出功率。

2.3 匹配電路設計

將外接50Ω終端阻抗利用常規(guī)的微帶加電容匹配轉換到源牽引法與負載牽引法得到ZS與ZL。采用微帶與電容是因為其損耗非常小，可以提高輸出功率與增益。200MHz～2.4GHz為輸入輸出匹配后的電路如圖6所示。因為在200MHz以下的頻率電路已經穩(wěn)定，在2.2GHz處輸入輸出阻抗也已經避開了不穩(wěn)定區(qū)域，功率管的最高使用頻率只有2.4GHz，高于這個頻率時可不用考慮，剩下的工作就是要檢驗在同一張施密特圖中ZS與ZL是否都落在穩(wěn)定區(qū)域。

圖6 檢驗ZS與ZL在剩余頻率點的穩(wěn)定性

分析圖6中源2.4GHz內除這2個區(qū)域以外輸入輸出阻抗ZS與ZL是否落在穩(wěn)定的區(qū)域。對于源與負載，將200MHz～2.4GHz內每隔200MHz的穩(wěn)定圓與阻抗分別放于負載穩(wěn)定圓外穩(wěn)定，所以在剩余的頻率點上都是穩(wěn)定的，再根據(jù)前面的分析，可以得出結論：雖然此功率放大器在某些區(qū)域是潛在不穩(wěn)定的，但采用本文方法進行處理，已經避開了不穩(wěn)定的區(qū)域，保證了最終外接50Ω的終端阻抗時，電路是全頻段穩(wěn)定的。

2.4 電路的其他特性仿真結果

通過仿真得出電路其他特性曲線如圖7所示。從圖7可以看到，采用上述方法，中心頻率處得到了100W的1dB壓縮點輸出功率，且增益在11dB以上。雖然技術文檔上給出器件在小信號時有13dB的增益，但輸出100W時得到11dB以上的增益已經非?？捎^，因為提高功率常會使漏端失配，使得漏端反射系數(shù)增加而減小增益。

圖7 功放的其他特性仿真結果

3 結束語

在設計射頻微波功率放大器時，進行全面的穩(wěn)定性研究非常重要，可以減少管子自激損害造成的損失。本文用偏置電路提高穩(wěn)定性，從而將現(xiàn)有的穩(wěn)定圓理論有效地運用到功放設計過程中，方法簡單易行，能在全頻段保證功率放大器的穩(wěn)定，且通過實際仿真驗證了該方法確實可以得到很高的增益和更大的輸出功率，從而證明了這種方法的可行性與價值。

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