六相電壓源逆變器的SVPWM控制策略分析

付勝杰，彭俠夫

(廈門大學，福建廈門361005)

0 引 言

得益于現代電力電子技術的發(fā)展，多相電機在工業(yè)中的應用也隨之由理論變?yōu)楝F實。與通用三相電機驅動系統(tǒng)相比，多相電機驅動系統(tǒng)存在明顯的優(yōu)勢。首先，系統(tǒng)相數的增加使得電機輸出功率可以有效地分配于多個電機繞組中，在現有功率器件的基礎上即可實現低壓、大功率控制。其次，由于相數的增加，系統(tǒng)具有更加豐富的空間電壓矢量，對電壓空間的分割也趨于細膩化，可明顯降低電機轉矩脈動頻率，減少直流母線諧波含量［1－5］。相數的冗余，使得在系統(tǒng)缺相的狀況下，只需降低負載運行而不必停機，從而提高了系統(tǒng)的可靠性。因此，多相電機驅動系統(tǒng)在對可靠性要求很高的場合如船舶、電車等推進系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。

目前研究廣泛的是五相交流電機變頻調速系統(tǒng)［6－7］和雙 Y 移 30°六相交流電機變頻調速系統(tǒng)。文獻［8－12］對六相交流電機變頻調速系統(tǒng)進行了大量的研究，雙Y移30°六相交流電機繞組結構如圖1所示。本文在此基礎上分析了六相電壓源逆變器系統(tǒng)空間矢量PWM的特點，通過對兩個零矢量在開關周期中的合理分配利用，提出了新的多相電壓源逆變器空間矢量控制方法。該方法能夠有效地降低開關損耗，同時可以保證良好的諧波特性。仿真試驗結果驗證了該方法的有效性。

圖1 六相繞組結構

1 六相電壓源逆變器模型及其空間電壓矢量

雙Y移30°六相驅動系統(tǒng)如圖2所示，由六相坐標變換矩陣可知，六相電壓源逆變器的各電壓空間矢量投影至彼此正交的三個平面子空間:與能量轉換有關的d－q平面、只產生諧波損耗的x－y平面和o1－o2零矢量平面。因此，六相電壓源逆變器的電壓空間矢量選取的標準為:在每個采樣周期內在d－q平面內合成的電壓矢量最大和在x－y平面內合成的電壓矢量最小。

圖2 六相調速系統(tǒng)原理圖

設六相電壓源逆變器的開關函數:

若Sa1=1，則表示逆變器a1相橋臂上開關導通，下開關關斷;若Sa1=0，則反之，其它各開關函數類似。因此可以得出六相電壓源逆變器共有64種開關模式。由六相電壓源逆變器的開關函數可以分別表示出逆變器各相輸出電壓:Va1=Sa1Udc;Vb1=Sb1Udc;Vc1=Sc1Udc;Va2=Sa2Udc;Vb2=Sb2Udc;Vc2=Sc2Udc，因此，可定義六相電壓源逆變器在d－q、x－y平面和o1－o2平面子空間的電壓空間矢量如下:

逆變器每相輸出點N對電源中點o的電壓(極電壓):

通過式(1)～式(4)計算可以得出逆變器的64種電壓空間矢量及其空間分布。其中最大電壓矢量的幅值在d－q平面子空間:

投影在x－y平面:

2 四矢量電壓空間矢量調制技術

根據上述矢量選取標準，選取d－q平面內幅值最大且在x－y平面內幅值最小的12個電壓矢量，參考電壓矢量是由滿足條件并且在d－q平面內彼此相鄰的4個電壓矢量合成產生的，如圖3所示。

圖3 最大四空間電壓矢量

12個電壓矢量把整個電壓空間分為12個扇區(qū)。圖中每個電壓矢量編號為式(1)的取值，表示此時逆變器的工作狀態(tài)。假設某一時刻參考電壓矢量為 Ur位于第 k(k=1，2，…，12)扇區(qū)，根據伏秒特性在d－q平面有:

在x－y平面內的約束方程:

式中:T1、T2、、T3、T4為對應電壓矢量作用時間，T0為零矢量(0、63)作用時間。

由式(5)～式(7)得出各空間矢量作用時間為:

根據以上分析，可以得出合成電壓矢量機器作用時間，統(tǒng)計如表1所示(連續(xù)型SVPWM模式下)。

表1 各扇區(qū)矢量分配及其作用時間

由式(2)可知，六相電壓源逆變器具有4個零電壓矢量，分別為 U0(000000)，U7(000111)，U56(111000)和U63(111111)，考慮到系統(tǒng)數字實現的方便性，在此選用U0和U63零矢量。設δ為一個0～1的可變系數，若矢量U0的作用時間為δT0，則矢量U63的作用時間為(1－δ)T0。因δ可以在0～1之間取任意值，所以SVPWM的方式理論上有無限多種，且分別具有不同開關特性。如果在一個開關周期內兩個零矢量同時出現，即滿足0＜δ＜1，這里稱之為連續(xù)型SVPWM方式;如果在一個開關周期內只出現一個零矢量，即滿足δ=1或δ=0，開關狀態(tài)在一定的時間內保持不變，這里稱之為間斷型SVPWM。

3 連續(xù)型SVPWM開關模式及其特性

設定δ=0.5，則在一個開關周期內零矢量U0和U63同時出現，且作用時間各占一半。以扇區(qū)Ⅴ為例說明(圖3)，該狀態(tài)下選用的矢量為U27，U26，U18和U22。各矢量作用順序為:U0→U18→U22→U63→U27→U26→U0→U0→U26→U27→U63→U22→U18→U0對應的開關狀態(tài)如圖4所示，將式(4)代入式(5)、式(8)可得出各相相電壓，從而得出各相輸出電壓波形，圖5為a1相相電壓Va1仿真波形(調制深度 M=0.8)。

以c2、b2相為例，比較可得逆變器輸出線電壓Vc2－b2，簡化后表達式如式(9)所示?？傻贸鱿到y(tǒng)輸出遵循正弦規(guī)律。

圖4 連續(xù)型SVPWM在扇區(qū)Ⅴ的開關序列

圖5 a1相相電壓波形

4 間斷型SVPWM開關模式及其特性

4.1 δ=1 時 SVPWM 分析

設定δ=1，則在一個開關周期內只有零矢量U0出現，且作用時間為T0。同樣以扇區(qū)Ⅴ為例，各矢量作用順序:U0→U18→U22→U27→U26→U0→U0→U26→U27→U22→U18→U0，對應開關狀態(tài)如圖 6 所示。同理可求得各相相電壓，圖7為a1相相電壓波形。

圖6 間斷型SVPWM在扇區(qū)Ⅴ的開關序列(δ=1)

圖7 a1相相電壓波形(δ=1)

由以上分析可知，在每個基波周期中，有某一相始終保持為橋臂上開關關斷，下開關導通。連續(xù)有90°的空間開關狀態(tài)保持不變，且位于波谷(最小值)處。即開關損耗與連續(xù)型SVPWM模式降低了1/6。同理，任意兩相之間的線電壓可以利用對應的兩個相電壓相減的方式獲得，經分析，線電壓仍為標準的正弦波。圖8為a1和b1線電壓波形。

圖8 a1和b1線電壓波形(δ=1)

4.2 δ=0 時 SVPWM 分析

設定δ=0，則在一個開關周期內只有零矢量U63出現，且作用時間為T0。同樣以扇區(qū)Ⅴ為例，各矢量作用順序為:U18→U22→U63→U27→U26→U26→U27→U63→U22→U18，對應開關狀態(tài)如圖9所示。同理可求得各相相電壓，圖10為a1相相電壓波形。

圖9 間斷型SVPWM在扇區(qū)Ⅴ的開關序列(δ=0)

圖10 a1相相電壓波形(δ=0)

分析可知，在每個基波周期中，其各相電壓輸出與δ=1時剛好相反，有某一相始終保持為橋臂下開關關斷，上開關導通。有90°的空間開關狀態(tài)保持不變，且位于波峰(最大值)處。即開關損耗與連續(xù)型SVPWM模式降低了1/6。分析可得線電壓仍為正弦波。圖11為此狀態(tài)下線電壓波形。

圖11 a1和b1線電壓波形(δ=0)

4.3 δ值動態(tài)分布時的SVPWM分析

設定在奇數扇區(qū)δ=0，即只有零矢量U63作用;在偶數扇區(qū)δ=1，即只有零矢量a1作用。通過仿真可得a1相輸出電壓如圖13所示?？梢钥闯?，在該方案每相輸出電壓可保證良好的對稱性，在一個開關周期中，在波峰處有30°，波谷處有60°的區(qū)間開關狀態(tài)保持不變。因此同樣可以降低1/4的開關損耗。

圖12 a1相電壓波形(δ動態(tài)分布)

該方案能保證橋臂上、下功率開關器件功耗的均衡，從而可以有效地延長功率開關器件的使用壽命。而在每個開關周期中，始終有某兩項處于開關模式不變的狀態(tài)的特點，可以去除功率開關器件驅動信號的死區(qū)時間對輸出的不良影響，降低輸出轉矩脈動。圖13為該模式下輸出的線電壓波形，輸出仍遵循正弦規(guī)律。

圖13 a1和b1線電壓波形(δ動態(tài)分布)

5 諧波特性

設定系統(tǒng)開關頻率為5 kHz，輸出線電壓頻率為50 Hz，調制深度分別為M=0.4和0.8。在Matlab中建立六相電壓源逆變器控制系統(tǒng)數學模型，對上述各模式下的輸出線電壓進行快速傅里葉分析，并計算出其諧波畸變率(THD)。仿真結果如圖14所示，圖中:1為連續(xù)型SVPWM調制模式下的THD值;2為δ值動態(tài)分布時的THD值;3為δ=0時的THD值;4為δ=1時的THD值。

圖14 各種SVPWM模式下的THD值

仿真結果表明:與連續(xù)型SVPWM相比，間斷型SVPWM在諧波畸變率的表現上相差不大。其次，在M=0.4(調制深度較低時)，間斷型SVPWM的諧波畸變率要明顯高于連續(xù)型SVPWM，但在M=0.8

(調制深度較高時)兩者的諧波畸變率比較接近。另外，間斷型SVPWM的諧波畸變率隨著調制指數的增大而減小，而連續(xù)型SVPWM的變化趨勢剛好相反，這說明間斷型SVPWM在高調制深度下具有較好的適用性。

6 結 語

本文在六相電壓源逆變器連續(xù)型SVPWM空間電壓矢量PWM控制的基礎上，通過對兩個零矢量在開關周期中的合理分配應用，提出了一類新的六相電壓源逆變器SVPWM控制模式——間斷型空間矢量PWM控制。分析了幾種典型的零矢量分配方法、逆變器輸出相電壓及線電壓，通過對比可以發(fā)現:在相同條件下，所提出的間斷型空間矢量 PWM控制可以有效地降低功率開關器件的開關損耗，如果在整個基波周期只采用同一個零矢量會造成逆變器上、下橋臂開關的功率損耗不均衡，因而會影響整個逆變器的使用壽命，而兩個零矢量交替使用的方式則不會出現該問題。另外，通過諧波性能仿真可以得出:所提出的間斷型SVPWM控制的具有較好的諧波特性。

本文所提出的方法仿真效果良好，具有較高的實用價值。

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