LCL濾波型風(fēng)電并網(wǎng)變流器的研究*

張 瑛，張 揚(yáng)

(上海電科電器科技有限公司，上海 200063)

0 引言

現(xiàn)有的并網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電和并網(wǎng)型太陽(yáng)能發(fā)電系統(tǒng)中，均要求通過(guò)能量轉(zhuǎn)換，將風(fēng)能或者太陽(yáng)能高效轉(zhuǎn)化成滿(mǎn)足電網(wǎng)要求的電能，從而可以并入電網(wǎng)。通常，并網(wǎng)型變流器中均采用脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)技術(shù)，不可避免的是，功率開(kāi)關(guān)器件的高開(kāi)關(guān)頻率將產(chǎn)生高次諧波，這將大大降低并入電網(wǎng)的電能質(zhì)量。另外，對(duì)于變流器注入電網(wǎng)的電流，IEEE Std.929—2000和IEEE Std.P1547標(biāo)準(zhǔn)均要求饋入電網(wǎng)的電流波形要接近正弦波，總諧波含量THD＜5%。為減少這些諧波污染，并網(wǎng)變流器采用L型或LCL型濾波方式，兩者均能很好地抑制電流諧波，但前者需很大的電感量才能達(dá)到一樣的濾波效果。研究LCL濾波型變流器的數(shù)學(xué)模型及控制策略，是本文分析的主要內(nèi)容。

1 LCL濾波風(fēng)電并網(wǎng)變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制系統(tǒng)分析

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及數(shù)學(xué)模型分析

LCL濾波型風(fēng)電并網(wǎng)變流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的三相有源整流器結(jié)構(gòu)基本相同，只是在前端加入了T型濾波結(jié)構(gòu)，再并入電網(wǎng)。圖1中，L1代表變流器側(cè)濾波電感，R1為變流器側(cè)寄生電阻;同樣，L2及R2分別為網(wǎng)側(cè)濾波電感及寄生電阻參數(shù);udc代表并網(wǎng)變流器直流母線(xiàn)電壓;ei(i=a，b，c)為三相電網(wǎng)電壓。當(dāng)并網(wǎng)變流器工作時(shí)保持直流母線(xiàn)電壓不變，控制絕緣柵雙極晶體管(Insulated Gate Bipolar Transister，IGBT)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使其在變流器側(cè)產(chǎn)生相應(yīng)的PWM電壓。它與電網(wǎng)電壓共同作用于濾波電感上，產(chǎn)生正弦電流，通過(guò)控制變流器輸出電壓的幅值和相位，即可獲得所需要的功率因數(shù)及并網(wǎng)變流器不同的工作狀態(tài)。

基于圖1所示的主電路拓?fù)鋱D，假定三相電網(wǎng)電壓平衡，主電路開(kāi)關(guān)器件可認(rèn)為理想開(kāi)關(guān)，并忽略直流母線(xiàn)電壓的波動(dòng)，由KCL、KVL定理可得出LCL濾波型變流器數(shù)學(xué)模型如式(1)～式(4)所示:du

式中:假設(shè)i1k，i2k分別是逆變器側(cè)電流和網(wǎng)側(cè)電流，其正方向都是整流時(shí)的電流流向，其中C為直流母線(xiàn)電容，sk(k=a，b，c)為三相橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)。sk=1表示相應(yīng)橋臂上管導(dǎo)通，下管關(guān)斷;sk=0表示相應(yīng)橋臂下管導(dǎo)通，上管關(guān)斷。iload表示直流母線(xiàn)電壓負(fù)載電流。i1k，i2k，ick(k=a，b，c)分別代表變流器側(cè)電流、網(wǎng)側(cè)電流及濾波電容電流;ugk，uck，ek(k=a，b，c)分別代表變流器側(cè)三相電壓、濾波電容壓降及電網(wǎng)電壓。

圖1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.2 控制系統(tǒng)分析

根據(jù)以上分析，可設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，采用電網(wǎng)電流反饋閉環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)側(cè)電流閉環(huán)的有功、無(wú)功功率解耦控制，從而使整流器運(yùn)行于單位功率因數(shù)。

圖2給出了控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。采用電網(wǎng)電流反饋控制結(jié)構(gòu)時(shí)，將電網(wǎng)側(cè)三相電流經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換，從三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系，再通過(guò)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，得到有功電流分量和無(wú)功電流分量。當(dāng)需要變流器運(yùn)行在單位功率因數(shù)時(shí)，使無(wú)功電流給定值i*1q=0，有功電流給定值由電壓外環(huán)控制器的輸出決定。另外，采用SPLL電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)獲得電網(wǎng)電壓定向角，作為Park變換的角度信號(hào)。

圖2 控制策略仿真框圖

2 系統(tǒng)仿真及樣機(jī)試驗(yàn)波形

根據(jù)以上的分析及控制系統(tǒng)框圖，可以建立基于MATLAB(R2010a)的仿真模型，如圖3所示。在雙饋風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，網(wǎng)側(cè)變流器需要根據(jù)發(fā)電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)而工作在整流或者逆變狀態(tài)，由于網(wǎng)側(cè)變流器在整流和逆變運(yùn)行時(shí)的控制策略是相同的，僅是能量的流動(dòng)方向發(fā)生了變化，因此這里只仿真變流器工作在整流狀態(tài)時(shí)的情況，這里借助MATLAB/Simlink仿真平臺(tái)，采用固定開(kāi)關(guān)頻率的空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)方法，進(jìn)行仿真研究，具體仿真參數(shù)如表1所示。

圖3 Simulink仿真模型

表1 仿真參數(shù)

圖4 電網(wǎng)側(cè)和變流器側(cè)諧波分析

系統(tǒng)仿真過(guò)程中，給定網(wǎng)側(cè)電壓為三相平衡電壓，載波頻率為3 kHz，SVPWM方式，母線(xiàn)電壓指令值600 V，使其單位功率因數(shù)并且額定功率運(yùn)行，得到圖4所示的仿真波形。圖4(a)為仿真模型中BUS0處的并網(wǎng)電流波形，利用MATLAB傅里葉分析工具得到電流諧波頻譜，橫軸為諧波頻率，電流總諧波畸變THD為0.53%，滿(mǎn)足并網(wǎng)要求;圖4(b)為仿真模型中BUS2中的電流波形，可看出電流總諧波畸變THD為4.34%。波形表明，LCL濾波器對(duì)高頻諧波部分的衰減效果較好;另外，在BUS0處開(kāi)關(guān)頻率附近的諧波成分明顯少于BUS2處。

圖5 樣機(jī)測(cè)試波形

將上述控制算法在與仿真參數(shù)一樣的試驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行驗(yàn)證，設(shè)定母線(xiàn)電壓600 V，開(kāi)關(guān)頻率4 kHz，網(wǎng)側(cè)線(xiàn)電壓380 V，試驗(yàn)結(jié)果如圖5所示。其中，圖5(a)為采用電感濾波的PWM逆變器系統(tǒng)在發(fā)出無(wú)功電流時(shí)的電壓電流及母線(xiàn)電壓波形;圖5(b)為對(duì)應(yīng)的電流諧波快速傅里葉變換分析，可以看出，在開(kāi)關(guān)頻率附近存在著較多成分的諧波;圖5(c)為采用T型濾波器時(shí)系統(tǒng)中的電網(wǎng)側(cè)電流波形，可以看出高階濾波器濾除了高次諧波，相同電流等級(jí)下電流諧波畸變率有所減小。

3 結(jié)語(yǔ)

通過(guò)對(duì)LCL濾波型風(fēng)電變流器的拓?fù)浜蛿?shù)學(xué)模型進(jìn)行分析，提出了電網(wǎng)電流反饋的控制策略，并將其控制策略進(jìn)行仿真驗(yàn)證和樣機(jī)測(cè)試，得出該控制策略對(duì)風(fēng)電并網(wǎng)變流器的無(wú)功和有功分量進(jìn)行有效控制;與L型濾波器相比，能更好地濾除開(kāi)關(guān)頻率附近的高頻諧波，使系統(tǒng)并網(wǎng)端的諧波含量降低。

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