一種雙管正激變換器的環(huán)流分析及其抑制

沈國(guó)良，毛賽君

SHEN Guo-liang1,MAO Sai-jun2

（1. 南京化工職業(yè)技術(shù)學(xué)院， 南京 210048；2. 通用電氣（中國(guó)）研究開發(fā)中心有限公司，上海 201203）

0 引言

雙管正激變換器具有開關(guān)電壓應(yīng)力低、無(wú)橋臂直通、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用在高壓輸入中小功率場(chǎng)合。但是雙管正激變換器的高頻變壓器鐵芯單向磁化，利用率低；為了保證變壓器可靠磁復(fù)位，工作占空比必須小于0.5；此外，輸出電壓和電流脈動(dòng)變化幅值大，脈動(dòng)頻率低，增大了輸出濾波器的體積和重量。為了克服雙管正激變換器的上述缺點(diǎn)，同時(shí)保留其可靠性高的優(yōu)點(diǎn)，通常將雙路雙管正激變換器進(jìn)行組合。為了減小變壓器體積，可以采用磁集成技術(shù)，兩路雙管正激變換器共用一個(gè)變壓器，提高了磁芯利用率和有效導(dǎo)通占空比，大大減小了輸出濾波器的體積和重量[1～6]。也可通過(guò)增加有源或無(wú)源輔助電路以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)[7,8]，進(jìn)一步降低變換器損耗。

本文研究了一種交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器，該變換器由兩路雙管正激變換器交錯(cuò)并聯(lián)構(gòu)成，共用一個(gè)高頻變壓器，提高了變壓器磁芯利用率。但這種變換器工作時(shí)會(huì)在原邊繞組中會(huì)產(chǎn)生環(huán)流，增加了變換器的損耗。參考文獻(xiàn)[4]中分析了一種交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器參數(shù)不一致時(shí)，變壓器磁芯的偏磁問題，同時(shí)，針對(duì)變換器的環(huán)流問題，提出了一種減小環(huán)流的方法，使環(huán)流減小一半，但是沒有正確解釋環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理。本文深入分析了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理，研究了一種基于抽頭濾波電感的環(huán)流抑制方法，有效的抑制了變換器的環(huán)流和副邊整流二極管的反向恢復(fù)，提高了變換器的變換效率。

1 變換器環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理

交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器電路拓?fù)淙鐖D1所示。開關(guān)管S1、S2，二極管D1、D2，變壓器原邊繞組Np1構(gòu)成一路雙管正激變換器；開關(guān)管S3、S4，二極管D3、D4，變壓器原邊繞組Np2構(gòu)成另外一路雙管正激變換器。

圖1 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器

在分析之前，作如下假設(shè)：1）所有開關(guān)管、二極管、變壓器和電容均為理想器件，CS1=CS2=CS3=CS4；2）輸出電感Lf足夠大；3）變壓器原副邊變比為K為1，漏感Llk1=Llk2=Llk3=Llk4，變換器主要工作波形如圖2所示。

圖2 變換器的主要工作波形

為分析變換器的環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理，利用開關(guān)模態(tài)對(duì)變換器進(jìn)行分析。穩(wěn)態(tài)時(shí)，該變換器一個(gè)開關(guān)周期有6個(gè)開關(guān)模態(tài)，其等效模態(tài)圖如圖3所示。

圖3 各開關(guān)模態(tài)等效電路

1）開關(guān)模態(tài)1[t0-t1] ，如圖3(a)所示

t0之前，S1-S4均關(guān)斷，變換器原邊沒有電流通過(guò)，變換器副邊通過(guò)D5、D8續(xù)流，變壓器副邊電壓被箝位在零。t0時(shí)刻，S1、S2導(dǎo)通，輸入電壓Vin加在漏感Llk1上，原邊電流iNp1以Vin/Llk的斜率線性上升。此時(shí)，副邊整流二極管開始換流， D5、D8電流線性增大， D6、D7電流線性減小。

在t1時(shí)刻，D5、D8的電流等于I0，D6、D7的電流等于零，換流結(jié)束。本階段持續(xù)時(shí)間：

2）開關(guān)模態(tài)2[t1-t2]，如圖3(b)所示

在t1時(shí)刻， D6、D7開始反向恢復(fù)過(guò)程，其電流開始以Vin/2Llk的斜率反向線性增大。t2時(shí)刻之前，D6、D7還沒有恢復(fù)阻斷能力，變壓器各繞組相當(dāng)于短路。

本階段持續(xù)時(shí)間T12是快恢復(fù)二極管反向恢復(fù)過(guò)程中，其反向電流達(dá)到峰值的時(shí)間，它與通過(guò)二極管的正向電流大小和正向電流的下降率有關(guān)。

3）開關(guān)模態(tài)3[t2-t3] ，如圖3(b)、3(c)所示

t2時(shí)刻，D6、D7恢復(fù)阻斷能力，出現(xiàn)反向電壓尖峰。由于快恢復(fù)二極管反向恢復(fù)產(chǎn)生的電壓尖峰值大于輸入電壓Vin，當(dāng)該電壓尖峰作用于變壓器原邊繞組時(shí)，使得原邊電流iNp1減小。在原邊電流iNp2的作用下，CS3、CS4兩端電壓從Vin/2上升至Vin， D3、D4導(dǎo)通。t3時(shí)刻，二極管D6、D7反向恢復(fù)過(guò)程結(jié)束，iD6=iD7=0，iNp1達(dá)到最大值。

4）開關(guān)模態(tài)4[t3-t4]，如圖3(c)所示

t3時(shí)刻，原邊電流iNp2開始減小，開始環(huán)流階段。t4時(shí)刻iNp1=I0，iNp2=0，環(huán)流過(guò)程結(jié)束。

VDon是二極管D3、D4的導(dǎo)通壓降之和，VDoff是二極管D6、D7的反向恢復(fù)電壓。INp1是iNp1在t3時(shí)刻的電流值，Ron是開關(guān)管S1、S2的導(dǎo)通電阻之和。本階段持續(xù)的時(shí)間為：

5）開關(guān)模態(tài)5[t4-t5] ，如圖3(d)所示

t4時(shí)刻，變換器通過(guò)繞組Np1向負(fù)載傳遞能量。t5時(shí)刻，S1、S2關(guān)斷，D5、D8導(dǎo)通續(xù)流，變換器開始另一半周期工作，其工作情況類似于上述的半個(gè)周期。

通過(guò)分析可知，交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器原邊環(huán)流的產(chǎn)生和副邊整流二極管的反向恢復(fù)有關(guān)。二極管反向恢復(fù)過(guò)程中，在t1-t2階段，二極管還沒有恢復(fù)阻斷能力，相當(dāng)于短路，輸入電壓Vin作用在漏感上，原邊電流迅速上升；在t2-t3階段，二極管恢復(fù)阻斷能力，產(chǎn)生的反向恢復(fù)電壓大于輸入電壓Vin，作用在變壓器原邊繞組上，使得本應(yīng)在該半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不工作的原邊繞組產(chǎn)生了電流，形成環(huán)流。環(huán)流峰值的大小與漏感Llk有關(guān)，Llk越大，環(huán)流峰值越小，環(huán)流時(shí)間越長(zhǎng)。

2 變換器環(huán)流的抑制

為了解決環(huán)流問題，必須抑制整流二極管的反向恢復(fù)，變壓器繞組上的電壓不超過(guò)輸入電壓時(shí)就不會(huì)產(chǎn)生環(huán)流狀態(tài)。采用抽頭濾波電感電路可以抑制整流二極管的反向恢復(fù)，消除環(huán)流。抽頭濾波電感電路如圖4所示，其等效電路如圖5所示，Lk為等效漏感，Lm為等效勵(lì)磁電感，變比為1/N。在S1、S2關(guān)斷，D5、D8導(dǎo)通續(xù)流期間，Lf1異名端為正，Lf2異名端也為正，因此D9導(dǎo)通，流過(guò)D9的電流線性增加，在Lf2的作用下，流過(guò)D5、D8的電流線性減小。在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，流過(guò)D5、D8的電流下降為零， D5、D8自然截止，不存在反向恢復(fù)。當(dāng) S1、S2開通后，通過(guò) D5、D8的電流開始上升， Lf1、Lf2兩端電壓開始反向，流過(guò)D9的電流開始下降，在漏感Lk的作用下，D9的反向恢復(fù)過(guò)程被軟化。

圖4 抽頭濾波電感環(huán)流抑制電路

圖5 抽頭濾波電感環(huán)流抑制電路的等效電路

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理和抑制方法，在實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái)300W的原理樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)主要數(shù)據(jù)為：輸入直流電壓：Vin=270V；輸出直流電壓：V0=180V；變壓器原副邊變比：K=13：11；開關(guān)管（S1～S4）：IRFP460；原邊續(xù)流二極管（D1～D4）：DSEI60-06A；副邊整流二極管（D5～D9）：DSEI60-10A；抽頭濾波電感Lf1=270uH，Lf2=410uH；輸出濾波電容：Cf=470uF；開關(guān)頻率：fs=100kHz。

圖6 實(shí)驗(yàn)波形

圖6(a)給出了開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動(dòng)電壓波形，副邊繞組Ns的電壓波形和原邊繞組Np1的電流波形。從圖6(a)可以看出，副邊整流二極管反向恢復(fù)產(chǎn)生的電壓尖峰加在變壓器繞組上，在變換器原邊引起環(huán)流。圖6(b)是采用抽頭濾波電感電路的原邊繞組Np1、Np2的電流波形，抽頭濾波電感電路有效地消除了整流管反向恢復(fù)引起的原邊環(huán)流，減小了變換器的通態(tài)損耗。

4 結(jié)論

本文利用變換器一個(gè)開關(guān)周期的6個(gè)開關(guān)模態(tài)詳細(xì)分析了交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激磁集成變換器環(huán)流產(chǎn)生的機(jī)理，變換器副邊整流二極管反向恢復(fù)引起電壓尖峰，加在變壓器繞組上，在變換器原邊形成了環(huán)流電流。據(jù)此研究了一種基于抽頭濾波電感的環(huán)流抑制方法，實(shí)現(xiàn)了副邊整流管的自然關(guān)斷，消除了變換器的環(huán)流和副邊整流管的反向恢復(fù)，減小了變換器的通態(tài)損耗，提高了變換效率。

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