Ku頻段接收前端的高本振抑制設計

熊文毅

(中國西南電子技術(shù)研究所,成都 610036)

1 引 言

對射頻泄露信號的抑制是射頻前端設計中一個非常關(guān)鍵的問題。較大地泄露信號會導致射頻前端工作異常,如自激、關(guān)鍵指標(噪聲系數(shù)、功率、雜散、交調(diào)、檢測靈敏度等)惡化等。

隨著信號工作頻率的升高(如X頻段以上),器件、電路的寄生參數(shù)對電性能的影響顯著增加,加大了分析和設計的難度[1]。

Ku頻段接收前端包含了一路射頻耦合支路。耦合支路將輸入的射頻信號提供給后面的鑒頻模塊,進行頻率判決。由于接收前端中頻信號小于100MHz,本振信號與接收到的射頻信號頻率相近,泄漏到射頻耦合輸出端的本振信號會影響鑒頻電路對微弱射頻接收信號的鑒頻。為提高整機的鑒頻靈敏度,接收前端必須確保對本振泄漏信號的高抑制度。

本文通過對射頻信號的多種泄露途徑進行詳細分析,針對性地采取了解決措施。在滿足噪聲系數(shù)、最大輸入P-1dB等關(guān)鍵指標的同時,實現(xiàn)了對本振泄露信號的高抑制度。研制完成的5套接收前端交付用戶聯(lián)試,完成了各項試驗,工作正常。

2 接收前端設計

2.1 接收前端電路原理

接收前端包含了三路接收支路和一路射頻耦合輸出支路。接收支路對接收到的微弱射頻信號進行放大、下變頻后輸出。射頻耦合支路將輸入的射頻信號分出一路,提供給后面的鑒頻模塊,進行頻率判決。接收前端的主要指標如下:

射頻輸入頻率:Ku頻段;

射頻帶寬:±0.5GHz;

中頻輸出頻率:<100MHz;

接收噪聲系數(shù):≤3.5dB;

接收增益:35±3dB;

最大輸入P-1dB:≥-15dBm(中頻衰減);

鏡頻抑制:≥20dB;

耦合輸出端本振抑制度:>90dBc(耦合支路的接收射頻信號增益>8dB)。

兼顧各項關(guān)鍵指標,設計接收前端的工作原理框圖如圖1所示。

圖1 接收前端工作原理框圖Fig.1 Schematic diagram of receiver front-end

三路接收支路的電路基本相同。第一接收支路的第一級低噪放后通過功分器提供一路射頻信號給鑒頻電路,這樣可以降低耦合支路的噪聲系數(shù),提高鑒頻電路的鑒頻靈敏度。

2.2 高本振抑制設計

接收前端的本振信號與射頻接收信號的頻差小于100MHz,同為Ku頻段。對本振信號的泄露途徑進行分析,主要歸納為射頻電路通道、饋電線路通道和空間輻射通道3個泄露通道。在電路、結(jié)構(gòu)設計中應重點考慮提高上述3個泄露通道的本振信號抑制能力,確保最終實現(xiàn)指標要求。

2.2.1 射頻電路通道

為了提高接收前端的輸入 P-1dB,同時抑制鏡頻噪聲干擾,接收支路的下混頻選用高輸入P-1dB的基波鏡頻抑制混頻器,因此需要大于13dBm的本振驅(qū)動功率。為了簡化電路,本方案對本振信號先放大后再一分三,驅(qū)動各路混頻器。

耦合支路采用功分器電路引出射頻信號。相對于傳統(tǒng)的耦合器電路,功分器因為不同端口間的損耗(隔離)值的差異,可以提高A點(圖1)處接收射頻信號對本振泄漏信號的比值,提高鑒頻電路的靈敏度。

為了提高射頻增益,接收支路采用2級放大器。為了保證輸入 P-1dB指標,又利用衰減器降低多余的增益。這種電路布局較為復雜,但是卻可利用第二級放大器的反向隔離和衰減器的鏈路損耗,提高射頻電路通道的反向隔離度。當然,使用隔離器也可實現(xiàn)一定的反向隔離度。但比較而言,本方案電路具有尺寸小、隔離度更高的優(yōu)勢,而且便于多芯片平面一體化集成。

本振信號的射頻電路泄露通道見圖1,其對本振信號的抑制統(tǒng)計見表1。

表1 射頻電路通道對本振信號的抑制Table 1 LO-rejection in RF channel

由表1統(tǒng)計值可知,射頻電路通道對本振泄漏信號的抑制值約為100dB,滿足抑制要求。

2.2.2 饋電線路通道

由于工作頻率高至Ku頻段,此頻率下單片放大器電路中集總器件的Q值受限。而單片放大器尺寸小,端口間存在輻射泄露,所以信號輸入、輸出端口與直流饋電端的隔離度有限[2],約為30dBc。

本振輸入信號從本振放大器的輸出端泄漏到饋電端,經(jīng)共用饋電線路泄漏到第一級低噪放饋電端口,由第一級低噪放放大后傳輸?shù)缴漕l耦合端口。在電路設計中可考慮在單片放大器饋電端并聯(lián)高Q值濾波電容,抑制信號泄露。

因為Ku頻段信號波長較短,可采用如圖2所示微帶電路進行抑制。利用1/4波長微帶線的阻抗倒換特性[3],使饋電支路的輸入端面對射頻信號呈現(xiàn)開路狀態(tài),達到抑制信號泄露的目的。圖3為射頻抑制饋電線的場仿真數(shù)據(jù)。

圖2 饋電線模型Fig.2 Model of feeding-line

圖3 饋電線仿真數(shù)據(jù)Fig.3 Simulation data of feeding-line

但因為局部空間輻射耦合的存在,濾波電容加1/4波長變阻抗微帶饋電線對射頻信號的抑制僅可實現(xiàn)大于40dBc的抑制。

對饋電線泄露通道的本振信號抑制統(tǒng)計見表2。

表2 饋電線通道對本振信號的抑制Table 2 Lo-rejection in DC feeding channel

由表2統(tǒng)計值可知,饋電線路泄露通道對本振泄漏信號的抑制值約為124dBc,滿足抑制要求。

2.2.3 空間輻射通道

Ku頻段的本振信號輻射泄漏非常嚴重。因此在結(jié)構(gòu)設計時可以通過以下兩種措施提高對射頻信號輻射泄露的抑制。

(1)利用屏蔽腔的低頻率截止性

將上腔開槽,形成屏蔽腔,抑制放大器和傳輸線路的輻射泄漏。

屏蔽腔截止頻率近似公式[4]為

式中,a為波導盒的寬邊(與基片平行),b為波導盒的窄邊,h為基片厚度,εr為基片相對介電常數(shù),c為光速。

參考式(1)選擇屏蔽腔尺寸,其3D模型(局部)見圖4,屏蔽特性仿真見圖5。由圖可知,滿足抑制要求。

圖4 結(jié)構(gòu)3D模型Fig.4 3D-model of structure

圖5 信號傳輸特性仿真Fig.5 Simulation data of signal transmission

(2)縫隙耦合抑制

結(jié)構(gòu)加工時,上下腔接觸面不可能完全平整,局部難免存在縫隙。射頻信號會通過縫隙耦合方式泄露[5]。耦合縫隙的寬度和高度尺寸決定了信號耦合的強弱。建立縫隙耦合3D模型(見圖6),進行場仿真。

圖6 縫隙耦合3D模型Fig.6 3D-model of aperture coupled

改變縫隙的寬度和高度,得到不同的仿真數(shù)據(jù),如圖7。由圖7結(jié)果可知,減小耦合縫寬度,降低耦合縫高度可以有效降低射頻信號的耦合泄露?？梢酝ㄟ^提高上下腔接觸面平整度,增加壓接螺釘密度來控制耦合縫尺寸,達到抑制耦合泄露的目的。

圖7 縫隙耦合特性仿真Fig.7 Simulation data of aperture coupled

射頻信號的實際泄露途徑是上述3個泄露途徑的復雜綜合,所以應以這些基本泄露途徑為基礎,對各級電路、各部分結(jié)構(gòu)進行綜合分析,提高整體抑制能力。

3 接收前端測試

按照上述設計思路,完成了5套Ku頻段接收前端的研制。接收前端關(guān)鍵指標測試值如下:

噪聲系數(shù):2.9～3.1dB;

增益:34.5～35.5dB;

輸入 P-1dB:≥-15dBm;

鏡頻抑制度:22～30dB;

本振抑制度:90～96dBc;

輸入駐波:≤1.2。

由測試結(jié)果可知,對射頻信號泄露途徑的歸納、分析是準確的,采取的優(yōu)化措施和抑制設計方法是有效的。

4 結(jié) 論

對射頻信號的泄露途徑進行歸納和分析,采取了相應的抑制措施。參考指標要求,對電路和結(jié)構(gòu)方案進行優(yōu)化設計,最終實現(xiàn)了對本振泄露信號的抑制最高達96dBc。

本文介紹的泄露抑制分析方法和抑制設計措施也適用于其它同類型高頻段前端(如K頻段、Ka頻段)的雜散抑制設計。

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