一種統(tǒng)一的無(wú)刷直流電機(jī)直接反電動(dòng)勢(shì)法

薛曉明楊

（1. 常州信息技術(shù)學(xué)院計(jì)算機(jī)學(xué)院 常州 213164 2. 江蘇科技大學(xué)電氣工程學(xué)院 鎮(zhèn)江 212003）

一種統(tǒng)一的無(wú)刷直流電機(jī)直接反電動(dòng)勢(shì)法

薛曉明1楊2

（1. 常州信息技術(shù)學(xué)院計(jì)算機(jī)學(xué)院 常州 213164 2. 江蘇科技大學(xué)電氣工程學(xué)院 鎮(zhèn)江 212003）

無(wú)刷直流電機(jī)直接反電勢(shì)法研究已經(jīng)得到了比較廣泛的開(kāi)展，但只適用于上管調(diào)制、下管恒通的控制方式。在研究無(wú)刷直流電機(jī)傳統(tǒng)模型的基礎(chǔ)上，根據(jù)無(wú)刷直流電機(jī)的工作原理，構(gòu)建了無(wú)刷直流電機(jī)的簡(jiǎn)化模型，由此簡(jiǎn)化模型分析了不同 PWM技術(shù)斷開(kāi)相端電壓的特點(diǎn)，提出了通過(guò)在PWM開(kāi)通期間采樣斷開(kāi)相端電壓與二分之一的母線電壓相比較檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)的方法，并進(jìn)行了樣機(jī)實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：提出的方法能在很寬的電機(jī)速度范圍內(nèi)，精確地獲得不受PWM影響的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)。

直接反電動(dòng)勢(shì)法 無(wú)刷直流電機(jī) PWM 無(wú)位置傳感器 轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)

1 引言

無(wú)刷直流電機(jī)（BLDCM）以它優(yōu)越的性能，被廣泛地應(yīng)用于辦公自動(dòng)化、電動(dòng)汽車、電動(dòng)自行車、家用電器等各個(gè)領(lǐng)域。在無(wú)刷直流電機(jī)的控制中，轉(zhuǎn)子位置的檢測(cè)是至關(guān)重要的。傳統(tǒng)的無(wú)刷直流電機(jī)采用一套位置傳感器來(lái)獲得轉(zhuǎn)子位置信息，從而控制逆變器換相使電流與反電動(dòng)勢(shì)相位一致，但使用位置傳感器存在工藝安裝、周圍環(huán)境等多種因素的不利影響，因此無(wú)刷直流電機(jī)的無(wú)位置傳感器控制成了研究的熱點(diǎn)[1]。無(wú)刷直流電機(jī)在正常導(dǎo)通時(shí)期只有兩相繞組通電，另外一相繞組斷開(kāi)，斷開(kāi)相繞組的端電壓反映了該相繞組的反電動(dòng)勢(shì)信息，利用無(wú)刷直流電機(jī)的這個(gè)特點(diǎn)，一些間接和直接檢測(cè)斷開(kāi)相繞組反電動(dòng)勢(shì)的方法被提了出來(lái)[2-10]。文獻(xiàn)[2-4]提出的通過(guò)測(cè)量斷開(kāi)相繞組端電壓和虛擬電機(jī)中性點(diǎn)電壓之間的關(guān)系來(lái)間接獲得反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)的方法應(yīng)用最廣泛，但這種方法需要重構(gòu)電機(jī)虛擬中性點(diǎn)，而且濾波電路的使用會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)信號(hào)與實(shí)際反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)信號(hào)產(chǎn)生相移。文獻(xiàn)[5]通過(guò)檢測(cè)定子繞組三次諧波電壓來(lái)間接獲得反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)，不受PWM調(diào)制方式的影響，但也需要重構(gòu)電機(jī)虛擬中性點(diǎn)。文獻(xiàn)[6]提出的通過(guò)檢測(cè)逆變器續(xù)流二極管的導(dǎo)通現(xiàn)象來(lái)間接獲得反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)的方法，該方法無(wú)需虛擬中性點(diǎn)，但其檢測(cè)電路需要六路獨(dú)立的電源供電，增加了系統(tǒng)的成本。文獻(xiàn)[7-9]提出了直接檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)方法，這種方法通過(guò)PWM關(guān)斷期間直接采樣斷開(kāi)相的端電壓過(guò)零點(diǎn)來(lái)獲得該相反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)信號(hào)，無(wú)需重構(gòu)電機(jī)中性點(diǎn)和使用濾波電路，克服了間接反電動(dòng)勢(shì)法所有缺點(diǎn)，已制成專用芯片[10]，但它只適用于上管PWM、下管恒通的調(diào)制方式。文獻(xiàn)[11-12]提出了一種改進(jìn)的低成本直接反電動(dòng)勢(shì)法，但只能適用于全橋PWM調(diào)制方式，而且全橋PWM調(diào)制方式逆變器的功率損耗是半橋PWM調(diào)制方式的兩倍，因此這種方法并沒(méi)有實(shí)用價(jià)值。為了解決上述問(wèn)題，本文提出通過(guò)在PWM開(kāi)通期間采樣斷開(kāi)相端電壓與二分之一的母線電壓相比較檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)的方法，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，提出的方法能適用于各種 PWM控制策略對(duì)轉(zhuǎn)子位置的檢測(cè)，而且硬件實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，成本低廉，具有很強(qiáng)的通用性。

2 無(wú)刷直流電機(jī)的簡(jiǎn)化模型

兩相導(dǎo)通三相六狀態(tài)的無(wú)刷直流電機(jī)由電機(jī)本體、位置檢測(cè)器、控制器和逆變器組成，傳統(tǒng)的等效電路如圖1a所示。圖1a中AH、BH、CH為逆變器的上臂開(kāi)關(guān)，AL、BL、CL為逆變器的下臂開(kāi)關(guān)；R和L為電機(jī)的等效電阻和等效電感；ea、eb、ec為電機(jī)三相繞組的反電動(dòng)勢(shì)?？刂破靼〒Q相信號(hào)形成和 PWM 信號(hào)產(chǎn)生電路，用于把位置檢測(cè)信號(hào)轉(zhuǎn)換成逆變器的六個(gè)開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

根據(jù)無(wú)刷直流電機(jī)的工作原理，在一個(gè) 360°電角度周期內(nèi)，不論與電機(jī)連接的六個(gè)開(kāi)關(guān)應(yīng)用何種PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，只有兩相繞組中有電流流通。由此，可得無(wú)刷直流電機(jī)簡(jiǎn)化的等效主電路，如圖1b所示。圖1b中P相、N相為A、B、C三相中任意導(dǎo)通的兩相，而O相為A、B、C三相中不導(dǎo)通的那一相；PH代表上橋臂AH、BH、CH三個(gè)開(kāi)關(guān)的任一開(kāi)關(guān)，驅(qū)動(dòng)對(duì)應(yīng)關(guān)系為：NL代表下橋臂AL、BL、CL三個(gè)開(kāi)關(guān)的任一開(kāi)關(guān)，驅(qū)動(dòng)對(duì)應(yīng)關(guān)系為：為導(dǎo)通兩相繞組的反電動(dòng)勢(shì)，eO為未導(dǎo)通相繞組的反電動(dòng)勢(shì)，且eP=?eN；VP、VN為導(dǎo)通的兩相繞組的端電壓，VO為未導(dǎo)通相繞組的端電壓；Vn為三相繞組星型聯(lián)結(jié)中點(diǎn)對(duì)地的電壓；iP、iN為導(dǎo)通兩相繞組的相電流，iO為未導(dǎo)通相繞組的相電流，且iP=?iN，iO=0。

圖1 無(wú)刷直流電機(jī)等效電路Fig.1 Equivalent circuit for brushless DC motor

3 不同PWM調(diào)制技術(shù)的斷開(kāi)相端電壓分析

針對(duì)不同的應(yīng)用，無(wú)刷直流電機(jī)常用的調(diào)制方法有H-PWM-L-ON、PWM-ON、ON-PWM、PWMON-PWM四種[5]。不同PWM調(diào)制方式PH、NL開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)與斷開(kāi)相反電動(dòng)勢(shì)eO的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖2所示。從圖2可知，在每個(gè)60°電角度狀態(tài)期間，未導(dǎo)通相反電動(dòng)勢(shì)要么從+E變化到?E，要么從?E變化到+E。根據(jù)圖1b所示的無(wú)刷直流電機(jī)簡(jiǎn)化模型，無(wú)刷直流電機(jī)的端電壓方程可表示為

將eP=?eN，iP=?iN，iO=0代入式（1）～式（3）并整理，得到斷開(kāi)相端電壓為

從式（4）中可知，斷開(kāi)相端電壓取決于兩個(gè)導(dǎo)通相的端電壓和斷開(kāi)相的反電動(dòng)勢(shì)，下面以O(shè)N-PWM調(diào)制方式為例進(jìn)行分析。

（1）斷開(kāi)相反電動(dòng)勢(shì)從+E漸變?yōu)?E階段。如圖2中的0°～60°，120°～180°，240°～300°所示，此時(shí)對(duì)應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)GPH恒為高電平，GNL為PWM。

圖2 不同PWM調(diào)制方式PH、NL開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)與斷開(kāi)相反電動(dòng)勢(shì)Fig.2 Driving signals for PH and NL switch and open-phase EMF in different PWM modulation modes

當(dāng)GNL為高電平時(shí)，等效電路如圖3a所示，斷開(kāi)相端電壓為

當(dāng)GNL為低電平時(shí)，等效電路如圖3b所示，斷開(kāi)相端電壓為

（2）斷開(kāi)相反電動(dòng)勢(shì)從?E逐漸變?yōu)?E階段。如圖 2中的 60°～120°，180°～240°，300°～360°所示，此時(shí)對(duì)應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為GNL恒為高電平，GPH為PWM。

當(dāng)GPH為高電平時(shí)，等效電路如圖3a所示，斷開(kāi)相端電壓與式（5）相同。

當(dāng)GPH為低電平時(shí)，等效電路如圖3c所示，斷開(kāi)相端電壓為

圖3 等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit diagram

同理，可以推導(dǎo)出其他三種PWM調(diào)制策略的斷開(kāi)相端電壓，見(jiàn)下表。

從下表可以看出，無(wú)論哪種PWM調(diào)制策略，也不管斷開(kāi)相反電動(dòng)勢(shì)的變化方式，在上下開(kāi)關(guān)都導(dǎo)通期間，斷開(kāi)相的端電壓始終等于VDC/2+eO，如表中陰影部分所示。因此，如果在PWM開(kāi)通期間采樣斷開(kāi)相端電壓與 VDC/2相比較得到的過(guò)零點(diǎn)，就是該相的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)信號(hào)。但如果在 PWM關(guān)斷期間采樣端電壓，不同的PWM調(diào)制策略和不同的斷開(kāi)相反電動(dòng)勢(shì)變化方式，獲得斷開(kāi)相端電壓過(guò)零點(diǎn)的比較電壓是不相同的，必須在0、VDC/2和VDC之間變化。兩者相比較，顯然應(yīng)用PWM開(kāi)通期間檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)不受 PWM 調(diào)制方式的影響，據(jù)此構(gòu)成的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路如圖4所示。圖4中VD1、VD2、R1、R2用于對(duì)端電壓進(jìn)行分壓和限幅，使其不會(huì)超出CD4051要求的電壓。CD4051為多路選擇器，對(duì)三相端電壓的輸出信號(hào)進(jìn)行選擇，即每60°電角度只將斷開(kāi)相的端電壓送入到后級(jí)比較器中，CD4051的控制信號(hào)CS1、CS2、CS3由可編程序控制器的I/O提供。R3、R4、VDZ、LF353構(gòu)成滯環(huán)比較器，用來(lái)消除反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)附近的不正常跳變，滯環(huán)電壓為0.3V。74LS74為D觸發(fā)器，CP端由開(kāi)關(guān)的PWM來(lái)控制，實(shí)現(xiàn)將PWM開(kāi)通期間檢測(cè)到的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)信號(hào)進(jìn)行鎖存的目的。

表 不同PWM調(diào)制策略的斷開(kāi)相端電壓Tab. Terminal voltage of open-phase in different PWM modulation modes

圖4 檢測(cè)電路圖Fig.4 Detection circuit diagram

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，搭建了一套無(wú)刷直流電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。電機(jī)參數(shù)為：額定電壓為36V，額定轉(zhuǎn)速為2000r/min，逆變器開(kāi)關(guān)頻率為16kHz，控制器采用EPF6024可編程芯片。不同PWM調(diào)制技術(shù)、不同轉(zhuǎn)速下，斷開(kāi)相端電壓VO、反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)信號(hào) ZO、等效的上下管驅(qū)動(dòng)信號(hào)GPH和GNL實(shí)測(cè)波形如圖5和圖6所示。

圖5 電機(jī)轉(zhuǎn)速為100r/min時(shí)，不同PWM調(diào)制方式下，VO，ZO，GPH和GNL的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms of VO, ZO, GPHand GNLunder different PWM modulations when motor rotational speed is 100r/min

圖6 電機(jī)轉(zhuǎn)速為1800r/min時(shí)，不同PWM調(diào)制方式下，VO，ZO，GPH和GNL的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms of VO, ZO, GPHand GNLunder different PWM modulations when motor rotational speed is 1800r/min

從圖5和圖6中可以發(fā)現(xiàn)，不同的調(diào)制方式，斷開(kāi)相端電壓VO的波形并不相同，但在5%～100%的電機(jī)速度范圍內(nèi)，不論等效上管驅(qū)動(dòng)信號(hào) GPH采用何種PWM調(diào)制方式，也不論斷開(kāi)相端電壓VO的波形如何變化，在PWM開(kāi)通期間，當(dāng)斷開(kāi)相繞組端電壓 VO=VDC/2時(shí)，ZO就出現(xiàn)一個(gè)跳變，這說(shuō)明檢測(cè)的反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)與PWM調(diào)制方式無(wú)關(guān)。

不同PWM調(diào)制技術(shù)、不同轉(zhuǎn)速下，A相端電壓Va、A相反電動(dòng)勢(shì)ea、A相繞組電流ia、AH開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)GAH實(shí)測(cè)波形如圖7和圖8所示。

從圖7和圖8可以看出，在5%～100%的電機(jī)速度范圍內(nèi)，不同的調(diào)制方式下，盡管電機(jī)A相端電壓的波形有差異，但不論何種PWM調(diào)制方式，A相繞組電流ia出現(xiàn)的時(shí)刻與該相反電動(dòng)勢(shì)ea平頂出現(xiàn)的時(shí)刻，以及兩者平頂部分的寬度完全一致，即電機(jī)都能準(zhǔn)確換相。

圖7 電機(jī)轉(zhuǎn)速為100r/min時(shí)，不同PWM調(diào)制方式下，Va，ea，ia和GAH的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of Va, ea, iaand GAHunder different PWM modulations when motor rotational speed is 100r/min

圖8 電機(jī)轉(zhuǎn)速為1800r/min時(shí)，不同PWM調(diào)制方式下，Va，ea，ia和GAH的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of Va, ea, iaand GAHunder different PWM modulations when motor rotational speed is 1800r/min

5 結(jié)論

本文提出了一種通過(guò)在 PWM 開(kāi)通期間采樣斷開(kāi)相端電壓與 1/2的母線電壓相比較直接檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)過(guò)零點(diǎn)的方法，該方法既保留了已有直接反電動(dòng)勢(shì)法無(wú)需重構(gòu)電機(jī)中性點(diǎn)，無(wú)需使用濾波電路的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)又能適應(yīng)于半橋調(diào)制、全橋調(diào)制和PWM-ON-PWM調(diào)制等各種PWM調(diào)制方式。實(shí)驗(yàn)證明，該方法可以在 5%～100%的速度范圍內(nèi)良好地工作，整個(gè)檢測(cè)電路簡(jiǎn)單，具有很強(qiáng)的實(shí)用性。

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A Unified Approach to Direct Back EMF Detection for Brushless DC Motor

Xue Xiaoming1Yang Chong2

(1. Changzhou College of Information Technology Changzhou 213164 China 2. Jiangsu University of Science and Technology Zhenjiang 212003 China)

The direct back electromotive force(EMF) detection method by synchronously sampling the motor back EMF during the pulse width modulation (PWM) off time has been extensively applied in a sensorless brushless DC (BLDC) motor drive. But this direct back EMF sensing scheme is only suitable for the mode whose high side switch is PWM and low side switch is on. On the basis of the research into the traditional model and the working principle of the brushless DC motor, a simplified model of the brushless DC motor is formulated, by which an analysis of the voltage characteristics under different PWM technologies is made. A method of obtaining the back EMF zero-crossing information by comparing the open phase voltage with one half of DC link voltage during PWM on time is proposed and experimented on the prototype. The experimental results show that the proposed control algorithm does satisfactory performance over a wide operation range under various PWM modulation modes.

Direct back electromotive force detection method, brushless DC motor, PWM, sensorless, rotor position detection

TM351

薛曉明 男，1965年生，研究員級(jí)高工，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殚_(kāi)關(guān)電源和無(wú)刷直流電機(jī)控制技術(shù)。

2009-06-26 改稿日期 2010-05-15