基于信道辨識(shí)的非相干超寬帶同步方法

樸權(quán)花， 金明錄， 谷駿嶸， 佀秀杰

（①大連理工大學(xué) 電信學(xué)院，遼寧 大連 116024；②韓國仁和大學(xué)智能實(shí)驗(yàn)室，韓國 仁川 402751）

0 引言

高數(shù)據(jù)速率，已經(jīng)成為通信的一個(gè)重要的新方向。超寬帶（UWB）作為一個(gè)優(yōu)秀的解決方案，越來越受到人們的關(guān)注和歡迎。UWB的優(yōu)點(diǎn)包括短距離高速通信，低功率控制，多徑衰減的魯棒性，準(zhǔn)確的定位和跟蹤能力，低干擾率，交換比特率對(duì)距離的靈活性，發(fā)射機(jī)的低復(fù)雜度和有效的防止擁塞。2002年美國聯(lián)邦通信委員會(huì)頒布了頻譜規(guī)劃，并重新定義了超寬帶，它是指信號(hào)相對(duì)帶寬大于 0.2或絕對(duì)帶寬大于 500 MHz的技術(shù)，在無需授權(quán)機(jī)制下允許的通信頻譜范圍為 3.1～10.6 Hz，且在這一帶寬范圍內(nèi)，帶寬為 1 MHz的輻射體在三米距離處產(chǎn)生的功率譜密度不得超過-41.3 dBm/MHz。

高速的數(shù)據(jù)速率，納秒級(jí)的短脈沖，決定了超寬帶的同步的特殊性。超寬帶的同步必須快速準(zhǔn)確的完成。UWB接收機(jī)分為相干接收機(jī)和非相干接收機(jī)。相應(yīng)的，對(duì)超寬帶同步方法的研究也是基于這兩種接收機(jī)，而且衍生出很多的同步方案。

相干接收機(jī)是將已經(jīng)設(shè)計(jì)好的模板信號(hào)和接收到的信號(hào)進(jìn)行相關(guān)，進(jìn)而解調(diào)出接收到的信號(hào)。相對(duì)于非相干接收機(jī)而言，相干接收機(jī)的同步性能要好[1-4]。然而，相干接收機(jī)的設(shè)計(jì)面臨著很大的挑戰(zhàn)[5]。由于信號(hào)傳輸過程中的線性和非線性失真，很難精確設(shè)計(jì)出相干接收機(jī)的模板信號(hào)；因而，就有學(xué)者[6]使用臟的模板進(jìn)行同步接收，進(jìn)一步提高同步性能。相干接收機(jī)具有較好的同步性能，是用相對(duì)較高的復(fù)雜度為代價(jià)換來的。

在某些對(duì)同步性能要求不是相對(duì)嚴(yán)格應(yīng)用場(chǎng)合，可以采用非相干超寬帶接收機(jī)。非相干自相關(guān)接收機(jī)將接收到的信號(hào)延遲，并與其自身進(jìn)行相關(guān)，因此自相關(guān)接收機(jī)對(duì)同步誤差，及信道的影響具有一定的魯棒性。由文獻(xiàn)[5]可知，非相干接收機(jī)的同步性能取決于積分區(qū)域和積分器輸出端的采樣點(diǎn)的位置。然而，在相干接收機(jī)中同步完全取決于接收信號(hào)和模板信號(hào)，因此模板信號(hào)的不精確性直接影響系統(tǒng)的性能。對(duì)非相干超寬帶接收機(jī)來說，同步誤差引起的積分區(qū)域選擇不準(zhǔn)確和積分器輸出采樣點(diǎn)的不準(zhǔn)確不會(huì)導(dǎo)致非相干接收機(jī)性能的很大下降。因此這也是這里研究非相干超寬帶接收機(jī)的一個(gè)重要原因。

文獻(xiàn)[7]提出了一種新穎的非相干自適應(yīng)同步算法，其通過對(duì)每幀的自適應(yīng)搜索，剔除噪聲積分區(qū)間，快速完成同步，從而改善了同步的準(zhǔn)確度。同步所需的符號(hào)個(gè)數(shù)比傳統(tǒng)的相干接收機(jī)少，只需幾十個(gè)符號(hào)即可完成同步。文獻(xiàn)[7]中使用的 UWB多徑信道模型是脈沖響應(yīng)線性濾波的模型，脈沖展寬是由作者設(shè)定的。但是，目前 IEEE規(guī)定的標(biāo)準(zhǔn)的信道模型有 IEEE 802.15.3a模型和 IEEE 802.15.4a模型。因此，根據(jù) IEEE標(biāo)準(zhǔn)信道模型能確定更加合理的脈沖展寬，從而有助于 UWB的快速準(zhǔn)確的進(jìn)行同步。

文獻(xiàn)[8]在文獻(xiàn)[7]的基礎(chǔ)上使用了在相干接收機(jī)中應(yīng)用的一些快速搜索方法，如比特反轉(zhuǎn)法。仿真中還使用了重疊窗口的理論，提出了一種新的快速同步方法，同步速度得到了一定的提高。文獻(xiàn)[8]在仿真中使用的信道為 IEEE 802.15.3a信道，這個(gè)信道為高速UWB信道，是實(shí)數(shù)信道。但是在實(shí)際中，信號(hào)通過信道，幅度、相位等都會(huì)受到影響，因此利用復(fù)信道更有利于同步的研究。同樣，在文獻(xiàn)[8]中脈沖展寬也是作者自己設(shè)定的。因此，在研究 UWB同步中有必要對(duì)脈沖展寬進(jìn)行準(zhǔn)確的研究，以及其對(duì)超寬帶快速同步的影響也要重新討論。

為了進(jìn)一步改善同步性能，首先討論了脈沖的展寬問題。首先采用文獻(xiàn)[10]的信道辨識(shí)方法，對(duì) IEEE802.15.4a信道進(jìn)行信道類型辨識(shí)；之后在具體的信道類型中采用具體的積分窗口和截止窗口大小，進(jìn)一步改進(jìn)了文獻(xiàn)[7]的非相干自適應(yīng)同步算法。仿真過程中將使用文獻(xiàn)[5]的積分窗口重疊的思想進(jìn)行同步搜索和細(xì)同步。仿真結(jié)果表明，這里的基于信道辨識(shí)的新同步方法有助于減小同步誤差，而且通過仿真得到J（第2部分有對(duì)其的具體說明，可暫時(shí)理解為一種聯(lián)合似然比）與同步誤差有一定的關(guān)系，即J值越大同步誤差相對(duì)小。

1 非相干超寬帶系統(tǒng)模型

這里采用與文獻(xiàn)[7-8]一致的發(fā)射信號(hào)：

其中， TS為一個(gè)符號(hào)持續(xù)時(shí)間， Tf為一個(gè)幀持續(xù)時(shí)間， Tc為碼片間隔，Tm為脈沖展寬， Li=±1為調(diào)制脈沖極性，EP為脈沖能量， cj為偽隨機(jī)跳時(shí)碼， p (t)為歸一化短脈沖。一個(gè)符號(hào)由 Nf個(gè)幀構(gòu)成，一個(gè)幀由 Nh個(gè)跳時(shí)碼構(gòu)成。脈沖的分布嚴(yán)格遵守跳時(shí)碼的跳頻圖案，脈沖極性在一個(gè)符號(hào)范圍內(nèi)保持不變。

在IEEE 802.15.4a中描述的UWB信道可以被表示成準(zhǔn)靜態(tài)的抽頭延時(shí)線模型[9]：

其中，lα是第l條抽頭（多徑）的衰減幅值（復(fù)數(shù)），lτ為第l條抽頭的時(shí)延，L為所有的抽頭總數(shù)即多徑的數(shù)目。

圖 1為超寬帶非相干差分接收機(jī)系統(tǒng)框圖。?s( t)經(jīng)多徑信道后得到 r(t)=s(t)*h(t)，r(t)經(jīng)帶通濾波器得到 r (t )，接收機(jī)采樣輸出可得[4-5]：

其中 ζ?i為第i個(gè)符號(hào)的同步點(diǎn)。

圖1 超寬帶非相干差分接收機(jī)結(jié)構(gòu)

2 信道識(shí)別方法

由于超寬帶技術(shù)發(fā)送信號(hào)為短脈沖，帶寬很寬，因此一般的接收機(jī)主要能檢測(cè)出第一到達(dá)的徑。第二，第三到達(dá)的徑往往受到了周圍環(huán)境的影響，這個(gè)即為非直視（NLOS）問題。如，障礙物、墻等引起的對(duì)直達(dá)徑的衰減或阻塞。因此有必要去辨識(shí)通信連接時(shí)的信道狀態(tài)。

IEEE 802.15.4a中描述的UWB信道如公式(2)所示。文獻(xiàn)[10]證明了所用的聯(lián)合似然比測(cè)試方法與峭度方法、平均延時(shí)方法、均方根時(shí)延擴(kuò)展等傳統(tǒng)的信道辨識(shí)方法相比具有優(yōu)越性。因此，現(xiàn)將采用論文[10]中提出的聯(lián)合似然比測(cè)試方法。

2.1 聯(lián)合似然比測(cè)試方法

由論文[10]中聯(lián)合似然比定義為：

其中：

2.2 多徑信道的峭度

其中h(t)為信道的實(shí)現(xiàn)，||hμ和||hσ分別為|()|ht的均值和標(biāo)準(zhǔn)偏差：

其中kμ、kσ分別為ln()k的均值和標(biāo)準(zhǔn)偏差。由以上公式可得(k)分布，進(jìn)而可得

2.3 平均時(shí)延擴(kuò)展

2.4 均方根時(shí)延擴(kuò)展

由以上得到的 P (k)， P (τm) ， P (τrms)三者聯(lián)合起來代入到公式（4），可以得到聯(lián)合似然比J。

3 新的同步方法

文獻(xiàn)[7-8]都提到了剔除噪聲的重要性，證明了接收機(jī)的前端同步與系統(tǒng)的性能息息相關(guān)。提出的新的同步方法，首先對(duì) IEEE 802.15.4a的 8種信道模型進(jìn)行信道辨識(shí)，通過公式（4）可得到相應(yīng)的 J值，通過式（5）進(jìn)行辨識(shí)。根據(jù)辨識(shí)得到的具體信道環(huán)境設(shè)置不同的同步參數(shù)。之后采用論文[7]的自適應(yīng)搜索方法進(jìn)行脈沖搜索，搜索過程中將會(huì)采用論文[8]提到的積分窗口重疊的思想，避免出現(xiàn)一個(gè)脈沖能量分布在兩個(gè)積分區(qū)域?qū)е峦秸`差。

由圖 2可知，先完成信道估計(jì)才能進(jìn)行信道辨識(shí)，隨后根據(jù)信道辨識(shí)得到的信息再進(jìn)行幀同步。但是信道估計(jì)還需要有一定的同步，為了提供信道估計(jì)所需的同步接收機(jī)先對(duì)訓(xùn)練序列進(jìn)行粗略的碼同步，之后進(jìn)行硬判決解調(diào)出相應(yīng)的訓(xùn)練序列。雖然這個(gè)同步信息誤差較大，但是對(duì)信道估計(jì)是有一定的幫助。這里不涉及信道估計(jì)部分，直接對(duì)理想的信道狀態(tài)進(jìn)行辨識(shí)。

圖2 超寬帶非相干差分接收機(jī)結(jié)構(gòu)

所提出的基于信道識(shí)別的自適應(yīng)同步方法的實(shí)現(xiàn)步驟如下：

步驟 1 參考文獻(xiàn)[7]的方法達(dá)到符號(hào)同步即碼同步。接收到的信號(hào)經(jīng) Ts一個(gè)符號(hào)時(shí)間延時(shí)后，與自身做相關(guān)，相關(guān)輸出值的絕對(duì)值的最大值作為碼同步點(diǎn)；

步驟 2 將搜索區(qū)間分成M個(gè)單元，使用順序搜索方法（從 M個(gè)單元的第一個(gè)單元開始依次往后搜索，在其中找出積分值最大的一個(gè)單元的方法）對(duì)其進(jìn)行初次搜索，并使用文獻(xiàn)[8]的積分窗口疊加的思想，開展同步位置快速搜索（其中M值根據(jù)不同的信道設(shè)置不同的數(shù)值）；

步驟 q（q＞=3） 積分窗口減小成 q-1步的一半，步長也減小成第 q-1步的一半，然后繼續(xù)同步搜索。若，窗口長度小于截止門限Wthresh，則停止搜索。

在IEEE802.15.4a信道環(huán)境下這個(gè)門限設(shè)置成如下：

通過上面所說的文獻(xiàn)[10]的信道辨識(shí)方法，在具體的信道下可以得到J。

若 J ＞1,說明是 LOS環(huán)境,即 J1= 1 、 J2= 0 ； J3= 1 、J4=0； J5=1、 J6=0、 J7=1， J8=0；

若J＜1,說明是NLOS環(huán)境,即 J1= 0 、 J2= 1 ； J3= 0 、J4=1； J5=0、 J6=1、 J7=0， J8=1；

住宅環(huán)境下(Residential)： Wthresh= a1× J1× Wcm1+ a2×J2×Wcm2；

戶 內(nèi) 環(huán) 境下(Indoor office)： Wthresh=a3×J3× Wcm3+a4×J4×Wcm4；

戶 外 環(huán) 境 下(Outdoor)： Wthresh= a5× J5× Wcm5+ a6×J6×Wcm6；

工 業(yè) 環(huán)境下(Industrial)： Wthresh= a7× J7× Wcm7+ a8×J8×Wcm8。

其中 Wcm1, Wcm2, Wcm3, Wcm4, Wcm5, Wcm6, Wcm7, Wcm8相當(dāng)于文獻(xiàn)[7]中提到的 Tm即脈沖展寬。這里是通過超寬帶發(fā)射脈沖與 8種信道的沖激響應(yīng)進(jìn)行卷積 w (t) = P(t) *h(t)而得到的。 a1-a8為一組系數(shù)?？梢栽诓煌男诺啦扇〔煌南禂?shù)值，防止信噪比低的時(shí)候過多的噪聲進(jìn)入積分區(qū)域引起性能下降。Step 2中 M的選擇與跳時(shí)碼的跳頻圖案和文獻(xiàn)[7]所提到的 ( CNf-1- C0)Tc的大小有關(guān)，這里與文獻(xiàn)[7]一致，也采取 Tf/2 ＞ ( CNf-1- C0)Tc＞ 0 。

4 仿真結(jié)果

4.1 四種信道辨識(shí)方法的比較

將所提到的四種辨識(shí)方法進(jìn)行比較可得辨識(shí)率。

通過仿真所得的表 1結(jié)果，可以看出文獻(xiàn)[10]提出的聯(lián)合似然比測(cè)試方法優(yōu)于前三種。這個(gè)聯(lián)合似然比測(cè)試方法將會(huì)成為這里同步方法優(yōu)越性的有力保證。

表 1 四種辨識(shí)方法的比較

4.2 將信道辨識(shí)的結(jié)果使用在這里提出的新的同步方法上

仿真將在IEEE 802.15.4a的CM1信道上進(jìn)行。仿真中用到的主要參數(shù)設(shè)置：一個(gè)幀長 Tf=1ms,比特重復(fù)次數(shù)Ns= 5 ，碼片長度 Tc= 2 00 n s ，采樣頻率為 fs=8 G Hz ，M=5,J1= 1 ,J2= 0 ,a1= a2=0.5, Wthresh= 0 .5 × J1×Wcm1+ 0 .5×J2×Wcm2。

4.2.1 同步誤差比較曲線

為了證明所提出的基于信道辨識(shí)的新的同步方法的優(yōu)越性，現(xiàn)將采取在不同的截止門限來進(jìn)行對(duì)比。一個(gè)是這里提出的截止門限選取方法，另一個(gè)則是它的兩倍大小。即Wthresh=0.5 × Wcm1=0.5 × Tm1= 3 1.25 ns 與 Wthresh= 2 × 0 .5×Wcm1= Tm1= 6 2.5 n s的同步誤差比較曲線：

圖3 平均誤差比較曲線

仿真結(jié)果表明實(shí)線比虛線效果要好，即截止窗口門限按著這里的方法設(shè)定為信道沖激響應(yīng)長度的一半 31.25 ns時(shí)比 62.5 ns時(shí)的誤差要小，此時(shí)的同步更有利于接收機(jī)的處理。因此，按著這里的思路選取截止窗口長度也是一個(gè)有效的同步方法。

4.2.2 信道辨識(shí)與同步誤差間的關(guān)系

不同的信道響應(yīng)代表著不同的信道狀態(tài)，信道辨識(shí)J能代表信道沖激響應(yīng)的具體分布情況。因此為了得到J與同步誤差間的關(guān)系，進(jìn)行了以下的仿真。根據(jù) IEEE802.15.4a標(biāo)準(zhǔn)實(shí)現(xiàn) 100次 CM1信道，用上面提到的聯(lián)合似然比測(cè)試方法進(jìn)行分析可得：100次實(shí)現(xiàn)中 J ＞1的信道實(shí)現(xiàn)次數(shù)為 86次，其中不同J值區(qū)間段內(nèi)具有不同的信道實(shí)現(xiàn)次數(shù)。

表 2 J值的分布

J ＞1時(shí)，n=86；假如以 J=100為界限，其中 1＜ J ＜100時(shí)，n=42 次；J ＞100 時(shí)，n=44 次。

圖4 J值與同步誤差的關(guān)系

可以看出J值與同步誤差的關(guān)系，即J值越大同步誤差值相對(duì)小。因此，對(duì)時(shí)時(shí)傳輸?shù)男诺肋M(jìn)行信道檢測(cè)和辨識(shí)，有助于同步誤差的估計(jì)，也有助于同步方法的選取。

5 結(jié)語

在文獻(xiàn)[7-8]同步方法的基礎(chǔ)上利用文獻(xiàn)[10]的信道辨識(shí)方法提出了基于信道辨識(shí)的新同步算法。仿真結(jié)果表明，基于信道辨識(shí)的新的同步方法優(yōu)于統(tǒng)一設(shè)定門限的傳統(tǒng)方法。通過仿真得到，信道辨識(shí)J值越大同步誤差相對(duì)較小。同時(shí)也證明了文獻(xiàn)[10]信道辨識(shí)方法的優(yōu)越性。

這里僅對(duì)理想信道進(jìn)行辨識(shí)、分析同步誤差，因此下一步研究重點(diǎn)可以放在信道估計(jì)和減小同步的計(jì)算量以及信道辨識(shí)中的J對(duì)同步和接收過程起的作用。

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