基于背靠背PN變?nèi)莨艿牡拖辔辉肼昄CVCO研究

周殿宇， 王 軍

(西南科技大學 信息工程學院, 四川 綿陽 621010)

0 引言

無線通信系統(tǒng)和寬帶的迅猛發(fā)展,特別是手持無線設(shè)備的普及,推動了對低成本、低功耗、高性能通信集成電路的需求。采用CMOS工藝將射頻前端部分集成在芯片上,已成為當前的研究熱點。在無線收發(fā)機的所有單元電路中,CMOS全集成的電感電容壓控振蕩器(LCVCO)是近幾年最受關(guān)注的射頻單元電路。由于帶寬的限制,各種通信標準對VCO的相位噪聲的要求很高。因此,低功耗低相位噪聲是VCO設(shè)計的關(guān)鍵[1-3]。

本文研究的CMOS全集成LCVCO采用NMOS-only電路結(jié)構(gòu)，并在此基礎(chǔ)上提出了改進手段,以獲得更好的相位噪聲特性。

1 相位噪聲的模型

在VCO的設(shè)計中，常需要一個頻率范圍去涵蓋所需要的頻率，因此通常采用一個可變電容，此可變電容隨著控制電壓變化而產(chǎn)生不同的電容值來調(diào)節(jié)VCO的振蕩頻率。若不采用可變電容的VCO，則噪聲僅調(diào)制振蕩器的輸出振幅，即AM噪聲。VCO中通常會加入尾電流源來控制電流的大小，而尾電流中的閃爍噪聲wm會通過交差耦合對電路被升頻到w0±wm且注入到LC 回路中，但卻是AM噪聲，并非PM噪聲。若采用可變電容，可變電容的容值是和控制電壓有關(guān)的函數(shù)，然而實際上VCO的輸出為一個大信號，故當VCO輸出一個很大的正弦波擺動時，在不同的輸出振幅A之下，可變電容的電容值也會有所不同。由上述可以得知，在振蕩頻率之下，大信號輸出振幅A會使可變電容偏置點偏移，進而使可變電容的電容值隨周期性的改變，故可變電容的電容值不僅只隨控制電壓的變動而變動，也隨輸出振幅變化而變化。由于VCO的輸出振幅A會受到外界噪聲的擾動，此擾動將會改變振幅A的大小，進而改變等效的電容，而造成振蕩頻率的漂移，此種現(xiàn)象就稱為AM-to-FM轉(zhuǎn)化。一個受到噪聲擾動的振幅將會通過可變電容調(diào)變等效的電容值，而將AM噪聲轉(zhuǎn)換成為FM噪聲，此FM噪聲和相位噪聲是不可區(qū)分的。而且限制振幅輸出大小的電 路也不能將此FM噪聲消除掉，分析振幅變化對振蕩頻率影響的敏感程度 如下式[4]：式中，A為振蕩幅度文獻中對AM-to-FM轉(zhuǎn)化所產(chǎn)生的相位噪聲做出了定量的表征[5]：

式中, KAM-FM是AM-FM轉(zhuǎn)化的轉(zhuǎn)化增益, SAM(wm)為偏移中心頻率wm時的幅度噪聲功率譜密度

從式(2)的噪聲模型可以看出,要降低相位噪聲,可以通過降低AM-FM轉(zhuǎn)化的轉(zhuǎn)化增益來實現(xiàn)。而這種AM-FM特性，是由LC諧振網(wǎng)絡(luò)中的變?nèi)莨芊蔷€性所產(chǎn)生的。在電流受限制區(qū)域[6]，振蕩器的幅度受到尾電流的控制，因此尾電流的低頻噪聲會使得振蕩波形產(chǎn)生低頻的AM噪聲，因LC諧振網(wǎng)絡(luò)中的變?nèi)莨芊蔷€性，AM噪聲會引起大可調(diào)范圍的可變電容的FM調(diào)制，惡化了相位噪聲特性。

2 新型VCO電路的提出

2.1 電路結(jié)構(gòu)

VCO設(shè)計原則是:元件越少越好,因每一個器件都會引入額外的寄生和損耗。在VCO里,采用有源器件來提供負阻,補償諧振腔的損耗,以維持振蕩。本文研究的LCVCO采用最常用的NMOS-only電路結(jié)構(gòu),如圖1所示。交叉耦合VCO的NMOS 差分對管形成正反饋,提供負阻,抵消了電感電容諧振腔中的寄生串聯(lián)電阻,提供維持振蕩的能量。

2.2 MOS 差分對管

圖1所示的差分LCVCO的振蕩條件是:

考慮振蕩器的起振條件,必須滿足下面的不等式:

其中系數(shù)α一般取2到3。為了確保電路可以正常工作,gMOS必須足夠大。但是根據(jù)前面的分析, 當

gMOS增大時, 噪聲也會隨之變大。在設(shè)計時必須對MOS管尺寸的選擇進行權(quán)衡[6]。

2.3 背對背變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)

由以上對相位噪聲的分析可知，AM-to-FM 轉(zhuǎn)化為惡化相位噪聲的機制，故在此設(shè)計電路的時候，將要以改善此效應(yīng)為目標。考慮圖1中（虛線框2），為一個傳統(tǒng)單端振蕩器結(jié)構(gòu)。由于可變電容的C-V特性曲線非線性的效應(yīng)，會使得在電感上振蕩的電壓波形，通過的C-V特性曲線轉(zhuǎn)移，最后等效成輸出有一微小的電容變化量，這會造成振蕩器頻率的漂移，進而惡化相位噪聲[7]。在設(shè)計變?nèi)莨艿臅r候，最好可以使其C-V特性曲線更為線性。這樣，在振蕩器電感上的電壓變化，通過變?nèi)莨蹸-V特性曲線轉(zhuǎn)移在輸出電容的變化量將可以減小。由圖1(虛線框1)所示，此結(jié)構(gòu)稱之為背對背結(jié)構(gòu)，使用兩個PN二極管反相背對背的串接，而其中一端則串接到振蕩器的電感中。背靠背串聯(lián)PN變?nèi)莨艿膯味说刃щ娐啡鐖D2所示。此兩個變?nèi)莨芸梢砸暈榇?lián)，由于偏壓電阻R＞＞1/ωCv ，接下來考慮振蕩波形V(t)跨過電感以及串接的電容，其中V(t) =V1+V2，V1是變?nèi)莨蹸v1正向偏置電壓，V2則是 Cv2的逆向偏置電壓，當V(t)為正值時，推動 Cv1的電壓為正偏，而推動 Cv2的電壓則為逆偏，而全部的電容等效為 Cv1//Cv2，由于 Cv1、 Cv2電容的趨勢相反，經(jīng)過串接之后，電容值以電容小的為主，故在電感上的電壓變化通過變?nèi)莨蹸-V特性曲線轉(zhuǎn)移成輸出的電容變化，和傳統(tǒng)單端變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)比較而言，已經(jīng)趨緩很多，故背對背這種結(jié)構(gòu)有助于減小等效電容的非線性效應(yīng)。

2.4 片上電感

在VCO 的設(shè)計中，片上電感的Q 值直接決定了VCO的性能，要得到最小的相位噪聲，應(yīng)該采用高Q 值的片上電感。為了選取高Q 值的片上電感和簡化分析，本研究采用了如圖3 所示的電感等效π模型并利用ASITIC電感仿真軟件在0.5～5 GHz 之間對下頁圖3的電感等效π模型進行了參數(shù)提取，其模型參數(shù)值：Ls=3.12 nH, Rs=1.87 Ω,Cs1=326 fF,Cs2=319 fF,Rs1=33.6 Ω,Rs2=39.1 Ω。參數(shù)提取和計算結(jié)果發(fā)現(xiàn)，電感線寬為15 μm，內(nèi)徑為60 μm，匝數(shù)為3 時可以取得最大Q 值，約為14.5。

圖3 電感的等效π模型

3 仿真結(jié)果

為了進行電路驗證，采用圖1中(虛線框1和虛線框2)作為變?nèi)莨芙Y(jié)構(gòu)，設(shè)計了單調(diào)諧LCVCO(虛線框1)和背對背調(diào)諧LCVCO(虛線框2)電路，電路虛線框2的電容尺寸為虛線框1的2倍。并基于SMIC 0.18 μm 1P6M 工藝庫,采用SPECTRE 對電路進行仿真。在VDD= 1.8 V , Iref= 3 mA ，中心頻率為1.8 GHz下,得到頻率- 電壓特性如圖4 所示?？梢钥吹?，SE-VCO壓控振蕩器覆蓋了1.69～2.18 GHz 的頻率范圍, 可調(diào)范圍為25.3%；BB-VCO壓控振蕩器覆蓋了1.68～2.19 GHz 的頻率范圍, 可調(diào)范圍為26.3%。其相位噪聲特性如圖5所示, SE-VCO在頻偏1 kHz、100 kHz和1 MHz處的相位噪聲分別為- 29.43、-91.9、-120.595；BB-VCO在頻偏為1 kHz、100 kHz和1 MHz處的相位噪聲分別為-45.68、-99.98、-122.271。 由以上可知, BB-VCO與SE-VCO相比較，相位噪聲改善了16.25 dB@1 kHz、8.08 dB@100 kHz。仿真結(jié)果表明，在較寬調(diào)諧范圍的前提下，明顯的改善了1/f3特性的相位噪聲性能。

圖4 單調(diào)諧VCO與背對背調(diào)諧VCO的F-V特性

圖5 單調(diào)諧VCO與背對背調(diào)諧VCO的相噪特性

4 結(jié)語

本文通過分析振蕩器的噪聲模型,給出了振蕩器相位噪聲與AM-FM轉(zhuǎn)化的轉(zhuǎn)化增益之間的關(guān)系。在此基礎(chǔ)上提出了一種背靠背變?nèi)莨艿慕Y(jié)構(gòu),降低了AM-to-FM 轉(zhuǎn)化的相位噪聲。最后利用文章中提出的方法,設(shè)計出一個低功耗低相位噪聲的1.8 GHz集成 LCVCO。新電路具有廣泛的實際價值。

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