電機的定點DSP控制中轉速測量新方法

趙仁德,曲華龍

(1.中國石油大學(華東)信息與控制學院,山東 東營 257061;2.山東省榮成市華力集團,山東 威海 264300)

1 引言

定點DSP具有成本較低、對存儲器的要求較低、耗電少及豐富的專用接口等優(yōu)點,在現(xiàn)代電機控制系統(tǒng)中得到廣泛應用[1]。隨著電機調(diào)速精度要求越來越高,調(diào)速范圍越來越大,如何在較大的轉速范圍內(nèi)快速準確地檢測轉速,是電機控制系統(tǒng)需要解決的關鍵問題之一。光電編碼器和DSP性能的提高為高精度轉速檢測奠定了基礎。但在電機調(diào)速系統(tǒng)中,DSP是控制系統(tǒng)的核心,測速只是DSP的一部分任務,不宜過多地占用DSP的硬件和軟件資源。傳統(tǒng)的M 法、T法及M/T法不能適應基于定點DSP的電機數(shù)字控制的需要。

本文以Ti公司的 TMS320F2812 DSP為例分析了上述3種傳統(tǒng)測速方法存在的問題,提出了一種適合于定點DSP測速的最大絕對和相對誤差可控的測速方法,并進行了實驗驗證。

2 增量式光電編碼器與QEP電路

一般來說增量式光電編碼器有3路信號輸出:A,B和Z。A,B信號正交,相位差90°,超前滯后關系取決于光電編碼器的轉向。Z信號是光電編碼器每轉一圈輸出的那一個脈沖信號。

光電編碼器輸出的A,B,Z信號通過光耦隔離、電平轉換和整形接到DSP的QEP引腳上[2]。在TMS320F2812中,有2個QEP單元,可以將A,B和Z信號分別接到CAP1-QEP1,CAP2-QEP2和CAP3-QEPI1(或CAP4-QEP3,CAP5-QEP4和CAP6-QEPI2)引腳上。經(jīng)過 QEP電路,不僅可以得到4倍于A,B信號的脈沖信號QEP-CLK,而且還可以得到電機的轉向信號DIR,如圖1所示,這都是DSP內(nèi)部電路完成的功能。

圖1 QEP電路的輸入和輸出信號Fig.1 Input and output signals of the QEP circuit

3 傳統(tǒng)測速方法存在的問題

通用定時器2(或通用定時器4)對QEPCLK進行計數(shù),得到以脈沖個數(shù)表示的轉子角度信息,即轉子位置角。需要注意的是,這個角度是相對于Z信號出現(xiàn)的位置而言的,是增量角度。

某段時間ΔT內(nèi)轉子位置角的變化量 Δ θ除以這一段時間,即得到轉速[3]:

式中:m為在這段時間內(nèi)QEP-CLK的脈沖數(shù);Kθ為每個脈沖對應的機械角度。

T法測速測量的是轉子轉過確定的Δ θ角所經(jīng)歷的時間ΔT,然后根據(jù)式(1)計算轉速。它不適用于定點DSP的測速,主要原因有2點。

1)ΔT是變化的,在計算轉速時必須采用除法,Ti C2000系列定點DSP中沒有除法指令,需調(diào)用虛擬浮點數(shù)學庫(IQmath.lib)中的除法函數(shù)[4],調(diào)用一次需要63個指令周期,而執(zhí)行一次16位乘法只需1個指令周期,所以計算量較大,計算時間較長。

2)QEP電路得到的脈沖信號不是DSP的中斷源,而且Ti C2000定點DSP的中斷無法嵌套,無法準確得到ΔT。

M法測速測量的是在確定的時間段ΔT內(nèi),轉子轉過的角度 Δ θ,然后根據(jù)式(1)計算轉速。其優(yōu)點是可用乘以1/ΔT取代除以ΔT,以節(jié)省DSP運算時間。其不足是低速測量誤差較大,如需減少誤差,則要增加測速時間,這將影響高速下的動態(tài)響應。

可見,傳統(tǒng)的M法和T法測速均不適用于轉速變化較大的場合。M/T法測速[5]可在高速和低速下均能準確測速。其基本思想是將M法和T法相結合,在確定的時間ΔT內(nèi),測得m個脈沖,第m+1個脈沖不完整,則對這個脈沖的不完整部分進行計時為ΔT′,則轉速為

由式(2)可知,分母不是確定的,所以M/T法測速也不適合于定點DSP的測速,原因同T法測速一樣。

4 適合于定點DSP的測速方法

由上面的分析可知,T法和M/T法測速不適合于定點DSP測速。而傳統(tǒng)的M法測速則不能滿足在較大轉速范圍內(nèi)高精度測速的需要,需對其進行改進。

在確定的ΔT的時間內(nèi),M法測速最多可能少計或多計2個脈沖。測速的最大絕對誤差為

所以,M法測速的絕對誤差取決于2個因素:一是光電編碼器的線數(shù),線數(shù)越多,Kθ越小,誤差越小;二是測速的時間間隔ΔT,ΔT越小,誤差越大。M法測速的最大絕對誤差與轉速的高低無關。提高光電編碼器的線數(shù)和增大ΔT,可減少絕對誤差。

設在ΔT時間內(nèi),計數(shù)器計得的脈沖數(shù)為m,則測速的最大相對誤差為轉速越高,m越大,最大相對誤差越小;反之,轉速越低,m越小,最大相對誤差越大。提高光電編碼器的線數(shù)和增大 ΔT,可以增大m,可減少相對誤差。

可見,在使用相同的光電編碼器的情況下,增大ΔT是提高測速精度的唯一方法。但增大ΔT必將影響動態(tài)響應。傳統(tǒng)的M法測速,因為ΔT是確定的,不能兼顧動態(tài)響應與測速精度,所以不適合轉速變化較大的場合,必須進行改進。本文提出了一種適合于定點DSP測速的新方法。

首先通過設定最短時間ΔTmin來限制絕對誤差。在ΔTmin內(nèi)不讀取m的數(shù)值,也不進行轉速計算。其次通過設定脈沖數(shù)的下限值mmin來限制相對誤差。當脈沖數(shù)小于mmin,不進行轉速計算。通過這2個條件來限制最大絕對和相對誤差。

若在ΔTmin內(nèi),脈沖數(shù)已超過了設定的下限值mmin,則進行轉速計算。如在 ΔTmin內(nèi),脈沖數(shù)小于設定的下限值mmin時,則延長計數(shù)時間為原來的2倍,如仍不能滿足,再增大計數(shù)時間2倍,依此類推,直至脈沖數(shù)大于mmin為止。此時計數(shù)的時間為

式中:n為延長計數(shù)時間的次數(shù)。這樣轉速的計算公式為

式中:m和n為變量;其它的量都是常數(shù)。

在定點DSP的運算中,除以2n可以用右移n位來實現(xiàn),不使用除法,減少計算量。

5 實驗結果

將所提出的測速方法用于以 TMS320F2812為控制核心的直驅(qū)式永磁同步風力發(fā)電系統(tǒng)的最大功率追蹤控制中。在此系統(tǒng)中,發(fā)電機轉矩指令由轉速的結果進行運算得到[6],準確測速非常重要。采用型號為OIH60-TS5246的光電編碼器,每轉輸出 8 192個脈沖,經(jīng) QEP電路 4倍頻后得到32 768個脈沖。部分實驗結果如圖2和圖3所示。

圖2 不同轉速下DSP測速結果Fig.2 Speed measurement results in DSP under different conditions

圖2給出在不同轉速下,從DSP中讀出的格式為Q11的單位為r/s的測速結果。圖2a所示的是發(fā)電機實際轉速為29.086 r/min的測速結果,轉換成以r/min為單位的實際值是1 000÷211×60=29.297 r/min;圖 2b所示的是發(fā)電機實際轉速為149.584 r/min的測速結果,轉換成以r/min為單位的實際值是 5 118÷211×60=149.941 r/min。由此可見,DSP測速結果在不同的轉速下都有較高的測速精度。

圖3 風速突變時并網(wǎng)電流的動態(tài)響應Fig.3 Phase current response to step change in wind speed

圖3給出了風速由6m/s突變?yōu)? m/s然后再突變?yōu)? m/s這一過程中 A相并網(wǎng)電流的波形。由圖 3可以看出:風速為6 m/s時,并網(wǎng)電流的峰值約為5 A,風速為8 m/s時,并網(wǎng)電流約為12 A,在單位功率因數(shù)下,并網(wǎng)電流的幅值與系統(tǒng)向電網(wǎng)發(fā)出的功率成正比,所以,在2種風速下向電網(wǎng)發(fā)出的功率之比為12/5=2.4。而在最大功率點處,風力機的輸出功率與風速的立方成正比[6],兩種風速下風力機的輸出功率之比為83÷63=2.37。考慮到風力機的輸出功率與系統(tǒng)的并網(wǎng)功率之間有各種損耗,這表明系統(tǒng)有良好的最大功率追蹤的動靜態(tài)特性,也間接證明了測速方法的精確性。

[1]蘇硅峰,呂強,耿慶鋒,等.TMS320F2812原理與開發(fā)[M].北京:電子工業(yè)出版社,2005.

[2]谷海濤,顏湘武,曲偉.正交解碼電路和捕獲單元在轉角和轉速測量中的應用[J].電氣應用,2005,24(1):113-115.

[3]陳伯時.電力拖動自動控制系統(tǒng)[M].第3版.北京:機械工業(yè)出版社,2003.

[4]付旭東,徐冰,薛必春,等.電動機轉速的數(shù)字檢測[J].控制工程,2003,10(2):186-189.

[5]Texas Instruments Inc..IQmath Library A Virtual Floating Point Engine[R].2002.

[6]趙仁德,王永軍,張加勝.直驅(qū)式永磁同步風力發(fā)電系統(tǒng)最大功率追蹤控制[J].中國電機工程學報,2009,29(27):106-111.