寬帶遙測信號非相干角誤差解調(diào)研究

張新社,劉勝利,張明煥

(1.中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所,河北石家莊050081;2.北京跟蹤與通信技術(shù)研究所,北京100094;3.中國衛(wèi)星發(fā)射測控部,北京100720)

0 引言

隨著測控技術(shù)的發(fā)展,要求地面測控設(shè)備能夠直接對寬帶下行遙測信號(例如調(diào)制方式為FSK、BPSK或QPSK,信號帶寬高達(dá)400MHz以上)進(jìn)行非相干角誤差解調(diào),國內(nèi)以往的類似方案在信噪比S/N＜0 dB時跟蹤方差較大,不能滿足系統(tǒng)跟蹤靈敏度要求。據(jù)此設(shè)計了一種雙通道非相干角誤差解調(diào)方案,本方案的特點是利用小部分帶寬內(nèi)信號提取角誤差電壓,同時能夠很方便地調(diào)整相位和時延,具有很高的跟蹤靈敏度,而且應(yīng)用范圍廣泛。

1 角誤差解調(diào)方案

天線下來2路信號:和路信號與差路信號,其中差路信號包含方位差信號和俯仰差信號。2路信號分別經(jīng)過場放、下變頻、中放后,經(jīng)窄帶濾波器截取部分帶寬內(nèi)信號,經(jīng)AD采樣后在FPGA上進(jìn)行數(shù)字化處理。雙通道非相干角誤差解調(diào)方案框圖如圖1所示。

圖1 雙通道非相干角誤差解調(diào)方案框圖

首先,利用NCO對和路信號進(jìn)行同相下變頻,對差路信號進(jìn)行同相、正交2路下變頻,做下變頻處理時并沒有把信號變?yōu)榱阒蓄l,而是變到一個較低的頻率,主要目的是為了利用本地NCO調(diào)整和、差通道之間的相位差,然后利用FPGA內(nèi)的D觸發(fā)器做延遲電路對信號時延進(jìn)行調(diào)整,最后利用和路信號分別與2路正交的差路信號進(jìn)行相關(guān)處理,得到方位電壓和俯仰電壓。

2 系統(tǒng)校正及中頻帶寬選擇

2.1 和差支路相位校正

和、差支路相位校正過程與其他常規(guī)雙通道校相過程一致,首先使天線對準(zhǔn)塔上信標(biāo)機(jī)或應(yīng)答機(jī),使天線俯仰角從初始零點偏離一個角度,同時方位角對準(zhǔn)零點,采集差通道的正交兩支路數(shù)據(jù)x(k)、y(k),做數(shù)學(xué)運算可求得和差通道俯仰支路相差Δφ 1,通過調(diào)整NCO正交支路的相位消除和差通道俯仰支路相位差 Δ φ 1;同理,使天線方位角從初始零點偏離一個角度,同時俯仰角對準(zhǔn)零點,采集差通道的正交兩支路數(shù)據(jù)x(k)、y(k),做數(shù)學(xué)運算可求得和差通道俯仰支路相差Δφ 2,通過調(diào)整NCO同相支路的相位消除和差通道方位支路相位差Δφ 2。

系統(tǒng)進(jìn)行相位校正主要是通過調(diào)整NCO相位實現(xiàn),下面對NCO誤差進(jìn)行分析。NCO主要由頻率控制字,相位累加器,正、余弦表組成。頻率控制字FKW輸入到一個 32位的累加器,累加器輸出高10位數(shù)據(jù)作為ROM表的地址,查表輸出正、余弦2路信號,NCO的原理框圖如圖2所示。

圖2 NCO原理框圖

NCO相位累加值是 32位的,采樣頻率fs=56 MHz,頻率輸出表達(dá)式為:

由上式可以得到最小頻率步進(jìn)量為:

NCO輸出信號的步進(jìn)量只有0.013 Hz,這在傳統(tǒng)的頻率合成技術(shù)中是很難做到的。NCO相位累加截斷會導(dǎo)致輸出信號的相位抖動,相位字長度N=32 bit,截斷位長為B=32-10=22 bit,則有 :存在相位截斷的NCO輸出信噪比優(yōu)于6.02×(NB)=6.02×(32-22)=60.2 dB,并且雜散信號分散到較多的頻率上,因此NCO輸出的頻譜純度滿足一般系統(tǒng)要求。

2.2 和、差通道時延校正

和支路插入M組串聯(lián)D觸發(fā)器,差支路插入N組串聯(lián)D觸發(fā)器,D觸發(fā)器時鐘為fd,則經(jīng)過一級D觸發(fā)器所產(chǎn)生的時延為ΔT=1/fd。

時延調(diào)整流程為:首先,和支路設(shè)置固定延時ΔT,依次調(diào)整差支路1～N個時延,得到N個角誤差積分值的絕對值VN,記錄最大值Vmax1以及所對應(yīng)的時延Nmax;其次,差支路設(shè)置固定延時ΔT,依次調(diào)整和支路1～M個時延,得到M個角誤差積分值的絕對值VM,記錄最大積分值Vmax2以及所對應(yīng)的時延Mmax;最后,比較Vmax1和Vmax2的值,取二者中的大者,以及所對應(yīng)的時延量,設(shè)置相應(yīng)支路的D觸發(fā)器插入個數(shù),完成時延校正。

2.3 中頻窄帶濾波器帶寬選擇

下行遙測信號的頻帶很寬,可以達(dá)到400 MHz以上,取其部分帶寬即可完成角誤差提取,中頻窄帶濾波器帶寬的選擇應(yīng)考慮以下因素:

①中頻帶寬內(nèi)的載波譜線根數(shù)不能太少。少于2根就提取不出角誤差信號,載波根數(shù)太少,等效接收信號電平低,為了保證振幅檢波電平,接收機(jī)增益要提高;

②載波譜線間距為Δf=1/(Δ×P),Δ為PN碼元寬度,P為碼長。例如P=1 024位,對于數(shù)據(jù)速率400Mbps的下行信號,Δf=1/(Δ×P)≈390 kHz。信號頻譜帶寬為400 MHz,主瓣內(nèi)有P根(1 024)根譜線,若中頻帶寬取1 MHz,那么帶內(nèi)只有兩根譜線。若取40 MHz帶寬,帶內(nèi)有102根譜線,截取帶寬約為信號帶寬的1/10;

③如果系統(tǒng)的碼速率變化太大,例如從幾百kHz到幾百MHz變化,則可以考慮利用濾波器組分檔實現(xiàn)。

3 實驗驗證

本方案在基于CPCI工控機(jī)的硬件平臺進(jìn)行了驗證,實驗框圖如圖3所示。輸入的中頻信號為200 Mbps擴(kuò)頻m序列,中頻濾波器帶寬取20 MHz,采樣鐘為56 MHz,信號多普勒頻率范圍±150 kHz,多普勒頻率變化率±30 kHz/s。實驗框圖如圖3所示。

圖3 實驗框圖

實驗步驟為:首先,在高信噪比、靜態(tài)條件下調(diào)整差通道NCO的相位,消除和、差通道之間的相位差;其次,同樣在高信噪比、靜態(tài)條件下調(diào)整和、差通道時延;實驗過程中通過調(diào)整輸入信號幅度和噪聲源功率,調(diào)整信號的信噪比;最后,利用示波器觀察角誤差電壓輸出。

經(jīng)測試得知,該方案跟蹤靈敏度可以達(dá)到S/N=-7 dB,遠(yuǎn)優(yōu)于以往方案信噪比S/N≥0 dB的技術(shù)指標(biāo),該方案利用某型號設(shè)備進(jìn)行了系統(tǒng)級驗證,跟蹤靈敏度指標(biāo)與上述結(jié)果一致。

4 結(jié)束語

本設(shè)計利用雙通道非相干角誤差解調(diào)方案實現(xiàn)了對寬帶下行遙測信號的角跟蹤,解決了對帶寬遙測信號進(jìn)行非相干角誤差解調(diào)時信號帶寬過寬的問題;本方案對單載波信號、FSK遙測信號、BPSK遙測信號、QPSK遙測信號以及擴(kuò)頻信號等均可以實現(xiàn)角跟蹤,系統(tǒng)所能達(dá)到的跟蹤靈敏度滿足工程技術(shù)要求,可以進(jìn)行廣泛應(yīng)用。

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[3]徐興源,高全輝.單通道單脈沖跟蹤體制的角誤差解調(diào)[J].遙控遙測,1998,19(5):51-57.