基于IC的數(shù)字化低電平射頻前端設(shè)計(jì)與測(cè)試

付澤川 趙玉彬 趙振堂

1(中國(guó)科學(xué)院上海應(yīng)用物理研究所 上海 201800)

2(中國(guó)科學(xué)院研究生院 北京 100049)

上海光源儲(chǔ)存環(huán)的高頻系統(tǒng)采用數(shù)字化低電平控制系統(tǒng)[1,2]，與模擬方式相比，其控制精度和性能有很大提高。但該系統(tǒng)系多種商業(yè)開(kāi)發(fā)板集成而成，這對(duì)其性能提升帶來(lái)不利影響，故障排查和修復(fù)也頗不方便。同時(shí)，其硬件穩(wěn)定性不如專(zhuān)有集成電路好[3]；商業(yè)開(kāi)發(fā)板中許多固化的功能在控制系統(tǒng)中并不需要，占用了器件的有效針腳，降低了器件的利用率；且由于采用大量獨(dú)立射頻器件，如混頻器、功分器及為滿足不同器件功率需求采用的放大器、衰減器等，導(dǎo)致現(xiàn)有控制器體積龐大、結(jié)構(gòu)復(fù)雜。亟須發(fā)展新一代集成數(shù)字化低電平控制器，將所有器件都集成在一個(gè)印刷電路板(PCB)中，以有效解決上述問(wèn)題。

數(shù)字化低電平控制系統(tǒng)主要包括射頻前端(Radio-frequency front-end)、本振生成(Local oscillator, LO)、時(shí)鐘分配、數(shù)字信號(hào)處理(DSP)及射頻輸出。本文設(shè)計(jì)了一個(gè)適用集成化數(shù)字低電平處理器的射頻前端，并設(shè)計(jì)制造了集成板卡進(jìn)行性能測(cè)試。

1 射頻前端方案設(shè)計(jì)

射頻前端主要功能是將射頻信號(hào)頻率降至中頻(Intermediate frequency, IF)，再濾波放大，將放大后的中頻信號(hào)通過(guò)模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，然后送入FPGA(Field Programmable Gate Array)數(shù)字處理器進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理。

上海光源的現(xiàn)有數(shù)字化低電平處理器射頻前端采用無(wú)源混頻器將射頻降至中頻，其線性度與本振驅(qū)動(dòng)電平直接相關(guān)，需外部RF放大級(jí)放大本振信號(hào)，使整個(gè)設(shè)計(jì)對(duì)本振輻射和干擾非常敏感。同時(shí)無(wú)源混頻器是一個(gè)全分立方案，成本高、印刷電路板(PCB)尺寸大，分立元件間的偏差會(huì)導(dǎo)致性能的差異，而有源混頻器可彌補(bǔ)這些缺點(diǎn)。本設(shè)計(jì)采用AD8343，適用頻率最高達(dá)2.5 GHz，本振幅度的典型需求為–10 dBm，轉(zhuǎn)換增益7 dB，可明顯減小本振的需求，輸出增益有很大提高，各端口隔離度也有改善。

設(shè)計(jì)采用的方案如圖 1。AD8375是 Analog Device公司生產(chǎn)的高性能中頻可變?cè)鲆娣糯笃?VGA)，帶寬 630 MHz (–3 dB)、可以 1 dB 步進(jìn)在–4～ +20 dB范圍內(nèi)調(diào)節(jié)；AD6645是該公司生產(chǎn)的高速14位模數(shù)轉(zhuǎn)換器件ADC，采樣速率80 MSPS，采樣晃動(dòng)小于200 fs。

圖1 射頻前端原理圖Fig.1 RF front-end block diagram.

2 硬件設(shè)計(jì)

2.1 阻抗匹配

處理的信號(hào)頻率最高達(dá)～500 MHz，低頻情況下阻抗匹配問(wèn)題就要重視，在PCB上通過(guò)控制走線的線寬和板厚等來(lái)控制走線的阻抗，而在器件接收端要根據(jù)器件的需求搭配不同的電路。根據(jù)差分阻抗經(jīng)驗(yàn)公式：

其中單線阻抗：

式中，Zdiff、Z0單位為?，εr是介質(zhì)相對(duì)介電常數(shù)，w是導(dǎo)線寬度，t是導(dǎo)線厚度，h是介質(zhì)厚度，s是兩個(gè)微帶線間的距離[4]。

AD8343的RF端和LO端輸入阻抗均為50 ?，因此需用 50 ?的差分傳輸線，在 w=0.154 mm、t=18 μm、h=0.229 mm、s=0.254 mm 和 εr=4.2時(shí)，實(shí)現(xiàn)差分阻抗。AD8375輸入阻抗為150 ?，需在差分輸入時(shí)端接37.5 ?電阻接地匹配前部50 ?的輸出特征阻抗。

2.2 低通濾波

AD8343和VGA輸出輸入都是差分結(jié)構(gòu)，連接它們的濾波器也要用差分結(jié)構(gòu)，結(jié)構(gòu)如圖 2(a)，其理論計(jì)算的濾波性能如圖2(b)，實(shí)際測(cè)量濾波效果如圖 2(c)。這樣從混頻器輸出后的頻率(38.4、499.654、461.25和960.9 MHz等)通過(guò)該低通濾波器后，只保留需要的中頻頻率38.4 MHz，其它的被濾掉。

圖2 低通濾波器結(jié)構(gòu)(a)、模擬性能(b)和實(shí)測(cè)性能(c)Fig.2 Low-pass filter structure (a), simulation performance (b) and test performance (c).

2.3 可變?cè)鲆娣糯笃?/h3>

由于實(shí)際操作過(guò)程中阻抗不可能完全匹配，信號(hào)不可避免會(huì)衰減，且濾波器帶來(lái)的插入損耗也要大于模擬結(jié)果，則須用可變?cè)鲆娣糯笃鱽?lái)彌補(bǔ)信號(hào)損耗，同時(shí)放大信號(hào)使AD6645模數(shù)變換器能達(dá)到最佳的采樣性能。

圖3 雙通道樣板Fig.3 Two channels RF receiver board.

3 制板及測(cè)試

采用圖1設(shè)計(jì)制作的雙通道的射頻前端模塊樣板見(jiàn)圖 3。在射頻前端接收主要關(guān)心的性能有接收器的線性度、單通道幅度和相位誤差及兩個(gè)通道間的串?dāng)_。

3.1 混頻器性能測(cè)試

系統(tǒng)線性度主要由混頻器決定。將可變放大器增益設(shè)為–4 dB，調(diào)整射頻信號(hào)輸入從–30 dBm至+7 dBm，測(cè)量送入AD6645前的信號(hào)幅度，測(cè)得系統(tǒng)線性度范圍為30 dB，如圖4(a)。放大器的線性度經(jīng)測(cè)量在增益–4～20 dB范圍內(nèi)非常好，最大誤差不超過(guò)0.2 dB。在放大器增益固定的情況下，系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)線性度范圍為30 dB。隔離度是本振或射頻信號(hào)泄漏到其他端口的功率與輸入功率之比，是混頻器電路平衡度的一個(gè)量度，當(dāng)電路平衡時(shí)，各端口間的隔離度很好，信號(hào)的相互泄漏很小。分別在Local輸入端和RF輸入端接50 ?阻抗終端，測(cè)得Local信號(hào)與輸出IF信號(hào)隔離度為–40 dB，輸入RF信號(hào)與輸出IF信號(hào)隔離度為–60 dB，達(dá)到要求。中頻信號(hào)經(jīng)濾波器濾波后如圖4(b)，濾波器性能完全滿足要求。

圖4 系統(tǒng)線性度(a)和經(jīng)濾波的中頻信號(hào)(b)Fig.4 Linearity (a) and IF signal after low-pass filter (b).

3.2 幅度及相位誤差測(cè)試

對(duì)變頻信號(hào)濾波放大后，送入模數(shù)轉(zhuǎn)換器，得到數(shù)字信號(hào)再送入FPGA中。通過(guò)FPGA與計(jì)算機(jī)的接口，接收采樣結(jié)果并對(duì)其做 IQ算法處理，得到整個(gè)接收器通道的幅度和相位誤差，如圖5所示，幅度誤差在±0.15%以?xún)?nèi)，相位的誤差在±0.2°以?xún)?nèi)。

圖5 幅度誤差(a)和相位誤差(b)Fig.5 Inaccuracy of amplitude (a) and phase (b).

3.3 噪聲傅里葉分析

對(duì)采樣結(jié)果進(jìn)行傅里葉變換至頻譜，如圖6所示，噪聲主要集中在85和180 kHz附近，其他均在–70 dBm以下，這些噪聲可通過(guò)數(shù)字濾波濾除，因此該射頻前端接收器的硬件設(shè)計(jì)滿足要求。

3.4 通道間耦合測(cè)試

多通道模式下，通道間的相互耦合會(huì)影響整個(gè)反饋環(huán)路的穩(wěn)定性。在一個(gè)通道有輸入、另一個(gè)沒(méi)輸入、用50 ?阻抗接頭短接的情況下，用AD6645對(duì)兩路信號(hào)采樣，結(jié)果表明相鄰的兩個(gè)通道間的串?dāng)_小于–70 dB，因此相鄰?fù)ǖ篱g的影響可忽略。

4 結(jié)論

該設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了預(yù)期的功能，用有源混頻器的射頻前端系統(tǒng)大大降低了對(duì)本振電平的需求，最低可至–10 dBm。L-C濾波器和集成放大器件的使用使體積明顯減小，且使通道內(nèi)的電平匹配更易實(shí)現(xiàn)。射頻前端采樣得到的 RMS幅度和相位穩(wěn)定性分別好于±0.15%和±0.2°，從單通道的信號(hào)頻譜分析也表明，射頻前端的精度達(dá)到了系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求，同時(shí)各通道間的干擾也在系統(tǒng)要求范圍內(nèi)。這對(duì)實(shí)現(xiàn)用此方案的集成數(shù)字化低電平控制器有積極意義。

圖6 采樣結(jié)果的傅里葉分析Fig.6 Fourier analysis of sampling result.

1 張同宣, 趙玉彬, 尹成科, 等.強(qiáng)激光與粒子束, 2008,20(6): 1048–1052 ZHANG Tongxuan, ZHAO Yubin, YIN Chengke, et al.High Part Laser Part Beam, 2008, 20(6): 1048–1052

2 趙玉彬, 尹成科, 張同宣, 等.中國(guó)物理 C, 2008,32(09): 758–760 ZHAO Yubin, YIN Chengke, ZHANG Tongxuan, et al.Chin Phys C, 2008, 32(09): 758–760

3 Doolittle L, LO C C, Monroy M, et al.The SNS front end LLRF system.Proceeding of LINAC2002, 2002.373–375

4 黃乘順, 李星亮.科學(xué)技術(shù)與工程, 2007, 7(4): 608–611 HUANG Chengshun, LI Xingliang.Sci Technol Eng,2007, 7(4): 608–611