基于100 MHz 晶體振蕩器的再生二分頻低相位噪聲點頻源研究*

李紅衛(wèi)，徐 林，廖 霜，譚 峰

(1.廣東交通職業(yè)技術(shù)學(xué)院海事學(xué)院，廣東 廣州 510800；2.電子科技大學(xué)自動化工程學(xué)院，四川 成都 610054)

低相噪晶體振蕩器在電子系統(tǒng)中用作高穩(wěn)定時鐘基準(zhǔn)或者低相噪?yún)⒖蓟鶞?zhǔn)，在系統(tǒng)中起著“心臟”的地位[1]。為了追求性能指標(biāo)，一些電子系統(tǒng)高速采樣測試系統(tǒng)、低噪聲合成頻率源、雷達(dá)系統(tǒng)以及高頻時鐘同步系統(tǒng)都要求其內(nèi)部參考源向高頻化的方向發(fā)展。比如參考源的頻率從5 MHz/10 MHz 提升到100 MHz。參考源高頻化帶來的好處是可以減少參考信號的倍頻次數(shù)，降低倍頻引起的相位噪聲性能惡化，提高了信號的信噪比，從而改善系統(tǒng)的性能。

隨著電子技術(shù)的發(fā)展，在一些復(fù)雜的電子系統(tǒng)中，通常需要包括高頻和低頻同時存在的多種頻率參考信號，并且要求這些參考信號同源。尤其是要求合成頻率源能覆蓋較寬的頻率范圍，產(chǎn)生低頻段的同源信號。低頻同源信號的產(chǎn)生從技術(shù)上可以用直接數(shù)字頻率合成(DDS)、鎖相環(huán)(PLL)、下變頻等方式來實現(xiàn)。但是，以上幾種方式會帶來其他問題，比如DDS 采用全數(shù)字結(jié)構(gòu)，會引入雜散，其主要來源分別是DDS 相位累加器相位舍位誤差雜散；幅度量化誤差(由存儲器有限字長引起)雜散和DAC 非理想特性造成的雜散[2-6]。PLL 最終的相噪是由參考源的相噪和環(huán)路內(nèi)部的壓控振蕩器(VCO)相噪在環(huán)路共同作用下的結(jié)果，但是兩者的作用區(qū)域不同，參考源主要決定了環(huán)路濾波器以內(nèi)的相位噪聲。VCO 則不同，VCO 主要決定了環(huán)路帶寬以外的相位噪聲，而且交疊處的相位噪聲會表現(xiàn)出一個過渡性的“臺階式”特性[7-10]。另外，鎖相環(huán)路中的鑒相器泄露也會引入雜散信號。整體來講，用PLL 方式產(chǎn)生低頻信號時，其相位噪聲性能表現(xiàn)一般。下變頻方式需要用到乘法器或者混頻器[2]。在產(chǎn)生低頻段頻率信號時會引入組合頻率，在其載波頻率附近產(chǎn)生雜散信號，從而影響頻譜純度和相位噪聲。

另外一種獲得低頻信號的方式是分頻。從技術(shù)實現(xiàn)角度來講，分頻的方式有直接模擬式分頻、數(shù)字式分頻和基于PLL 的分頻[12]。直接基于模擬方式實現(xiàn)的分頻器電路鮮有報導(dǎo)，Driscoll 給出了一種基于變?nèi)荻O管結(jié)構(gòu)的參量二分頻器電路[11]，將40 MHz 的信號分頻到20 MHz，這種電路對信號的噪底惡化比較嚴(yán)重。數(shù)字式分頻往往受限于器件的噪底，比如基于數(shù)字邏輯器件，D 觸發(fā)器構(gòu)成的二分頻電路，其噪底只有-160 dBc 左右[13-14]。因此，為了解決上述問題，本文提出一種基于再生模擬分頻技術(shù)的低相噪低頻信號產(chǎn)生方法。

1 相位噪聲模型

1.1 晶體振蕩器的相位噪聲模型

晶體振蕩器可以看成是一個帶有高Q(Q為品質(zhì)因數(shù)，是衡量電路能量存儲能力的重要參數(shù)。)諧振回路的正反饋放大電路系統(tǒng)，如圖1 所示，業(yè)界稱之為Leeson 模型[15-16]。對于晶體振蕩器，其高Q諧振回路是包含晶體諧振在內(nèi)的有電阻電容電感等構(gòu)成的諧振網(wǎng)絡(luò)。放大器主要考慮其低噪聲特性，主要是由低噪聲三極管、低噪聲場效應(yīng)管組成的低噪聲反相器電路構(gòu)成。當(dāng)然，從原理上也可以用數(shù)字式反相器。

圖1 反饋型振蕩器噪聲的Leeson 模型

根據(jù)Leeson 模型，可使用式(1)表示振蕩器輸出端的單邊帶相位噪聲譜密度:

式中:fc是拐角頻率；fm是偏離載波頻率；F是噪聲系數(shù)；k是波爾茲曼常數(shù)；T是絕對溫度；Pi是信號功率；QL是諧振回路的有載品質(zhì)因數(shù)。由式(1)可知，振蕩器的相位噪聲與F、fc、QL值的大小具有直接關(guān)系。同時也從理論上給出了晶體振蕩器低相噪設(shè)計的方向性指導(dǎo)，即減小F、fc，提高諧振回路QL值。

當(dāng)晶體振蕩器的輸出信號經(jīng)過理想分頻器N分頻以后，其相位噪聲會發(fā)生一定程度的變化，其變化程度由相關(guān)理論可知，N分頻以后相位噪聲會降低N2倍[17-18]。經(jīng)過理想分頻器N分頻后的相位噪聲功率譜密度可以用對數(shù)形式表示為:

式中:L(fm)是振蕩器的相位噪聲；N是分頻次數(shù)。式(2)表明，經(jīng)分頻器N分頻后，晶體振蕩器的相位噪聲會得到改善，其改善的理論值為20lgN。但是，基于二極管參量分頻和數(shù)字式的分頻方式，相位噪聲的噪底都達(dá)不到-170 dBc 以下。Driscoll 報道的再生二分頻，將160 MHz 信號變?yōu)?0 MHz，相位噪聲的噪底達(dá)到了-170 dBc，表現(xiàn)出比傳統(tǒng)數(shù)字分頻方式更好的相位噪聲特性[11，26-27]。

1.2 再生分頻原理及其相位噪聲模型

再生分頻的基本結(jié)構(gòu)如圖2 所示，主要由6 部分構(gòu)成，包括混頻器、濾波器、移相器、倍頻器、放大器以及功分器等[19-20]。

圖2 再生分頻基本模型

其中，ψ是中頻信號IF 的相位，θ是混頻器本振信號輸入端的相位，η是分頻后功分器輸出端信號的相位，ξ是倍頻器引起的滯后相位，χ是濾波器和放大器引入的滯后相位，γ是再生分頻環(huán)路其他部分引入的總的滯后相位。

在圖2 所示電路中，混頻器輸出經(jīng)過濾波器進(jìn)行頻率選擇后，可以表示為fo＝fRF-fLO。由于放大器只是對信號的功率進(jìn)行放大，并不會引入新的頻率。因此，信號經(jīng)過功分器后，一路作為輸出，一路經(jīng)過移相器進(jìn)行相位調(diào)節(jié)后作為返回信號輸入到倍頻器。顯然，倍頻后得到的信號對混頻器而言是其本振信號fLO＝Nfo，該本振信號LO 與射頻輸入RF 共同再生了IF，因此，總的輸出頻率可表示為:

不妨假設(shè)RF、LO 和IF 分別表示如下[21]:

其中Ao、ALO和ARF分別為混頻器的射頻輸入信號、本振信號以及輸出信號的幅度。顯然，這三個信號在幅度和頻率上是有聯(lián)系的。另外，由于混頻器是非線性的，在進(jìn)行混頻時也會產(chǎn)生多個輸入信號的組合頻率，這對信號xo(t)的產(chǎn)生是有利的。另外，幅值A(chǔ)o和相位ψ是θ的函數(shù)，也會影響分頻器的穩(wěn)定性和噪聲[22-23]。

再生分頻器的相位噪聲模型如圖2 所示。放大器輸入端的相位噪聲可以看成是電路中濾波器引入的滯后相位χ的一個微小的擾動dχ。同理，倍頻器引入的滯后相位ξ的微小擾動為dξ。這兩個擾動是相互獨立的，對輸出端信號的相位η都有影響。分頻器環(huán)路的相位滿足[19-20]:

用式(6)表示輸出相位η的功率譜密度:

式中，Sη(f)、Sχ(f)和Sξ(f)分別定義為η、χ和ξ的功率譜密度，G＝dψ/dθ為混頻器本振信號和中頻信號的相位差(理想混頻器為-1)，N是分頻次數(shù)。Sη(f)則表示分頻器的相位噪聲功率譜。

為簡化表示，本文假設(shè)再生分頻器中的混頻是理想混頻，則式(6)可表示為:

式(6)和式(7)中，盡管沒有直接體現(xiàn)出移相器的相位γ與分頻器的最終輸出相位噪聲有相關(guān)性，但是并不意味著移相器并不重要。事實上，移相器的相位γ與參數(shù)G有關(guān)。通過調(diào)整γ，不但可以獲得最大輸出幅度，而且可獲得最大工作帶寬，從而實現(xiàn)低噪聲分頻的目的。而在實現(xiàn)低噪聲分頻的同時，分頻器的啟動和穩(wěn)定性能也能達(dá)到最佳。

2 低噪聲電路設(shè)計與實現(xiàn)

2.1 100 MHz 低噪聲晶體振蕩器電路設(shè)計

本文采用的100 MHz 低相噪晶體振蕩器的電路原理框圖如圖3 所示。其中，晶體諧振器采用100 MHz，SC 切，5 次泛音的高Q諧振器。

圖3 100 MHz 低噪聲電路原理框圖

圖3 表明，晶體諧振器并沒有直接參與振蕩。事實上，該主振電路被調(diào)諧到晶體諧振器的諧振頻率后，晶體諧振器起到兩個作用，其不但作為電路諧振元件，同時還起著窄帶濾波器的作用。如此不但保證了振蕩諧振電路的高Q特性，而且又因為高Q窄帶濾波具有良好頻率選擇性，從而呈現(xiàn)更好的頻譜純度，達(dá)到提升電路有載Q值的效果，降低相位噪聲。

2.2 低相噪再生二分頻電路設(shè)計

本文設(shè)計的低相噪再生二分頻電路如圖4 所示。其中，混頻器采用ADE_R1LH+，環(huán)路放大器選擇HMC476SC70，功分器采用LRPS-2-1+。濾波器采用LC 器件搭建，在設(shè)計時，對于二分頻器，該濾波器可設(shè)計為帶通濾波器，也可以設(shè)計成低通濾波器。設(shè)計為帶通濾波器或低通濾波器的作用益處不同。若設(shè)計為低通型濾波器，可以使二分頻器的輸入頻率具有更廣范圍；若設(shè)計為帶通濾波器，則可以使環(huán)路的工作更加穩(wěn)定。在設(shè)計電路時需注意，濾波器通帶的截止頻率一定要小于分頻器輸入頻率，從而達(dá)到盡量抑制不需要的頻譜成分的目的，此措施有利于環(huán)路穩(wěn)定[23-24]。設(shè)計電路后經(jīng)過大量調(diào)試發(fā)現(xiàn)，若要使分頻器輸出的功率和相噪達(dá)到較好性能，更接近理想狀態(tài)，可通過調(diào)整環(huán)路中固定的相位實現(xiàn)。本文所設(shè)計電路通過改變RC 移相網(wǎng)絡(luò)和微調(diào)環(huán)路濾波器實現(xiàn)。

圖4 低相噪再生二分頻電路原理圖

3 結(jié)果及數(shù)據(jù)分析

對圖3 中100 MHz 低噪聲電路原理框圖所對應(yīng)的實際振蕩器電路，采用ADS(Advanced Design System)的EDA 工具對該電路進(jìn)行仿真分析，其仿真結(jié)果如圖5 所示。

圖5 100 MHz 低噪聲電路相位噪聲仿真結(jié)果

由仿真結(jié)果可知，該電路的相位噪聲特性表現(xiàn)優(yōu)秀，仿真數(shù)據(jù)為:-143 dBc/Hz＠ 100 Hz，-171 dBc/Hz＠1 kHz，-183 dBc/Hz＠10 kHz，-184 dBc/Hz＠ ＞10 kHz。事實上，由于仿真軟件采用的器件模型是理想的，因此仿真的相位噪聲結(jié)果偏好。

同樣，采用ADS 對低噪聲再生分頻電路仿真分析得到的結(jié)果如圖6 所示。其中虛線(Ref_PN)表示再生分頻器輸入100 MHz 信號的相位噪聲，實線(Div_PN)表示100 MHz 信號經(jīng)過再生分頻器二分頻后得到的50 MHz 信號的相位噪聲。從仿真結(jié)果來看，經(jīng)過分頻器后50 MHz 信號的相位噪聲有6 dB的優(yōu)化。

圖6 100 MHz 信號經(jīng)過再生二分頻后的仿真結(jié)果

為了進(jìn)一步驗證，我們設(shè)計制作了100 MHz 低相噪恒溫晶體振蕩器和50 MHz 再生二分頻器電路。晶體振蕩器的輸出功率為10 dBm，采用的測試儀器為是德科技的信號分析儀E5052B，其相位噪聲實測結(jié)果如圖7(a)所示。100 MHz 晶體振蕩器的輸出信號在頻偏10 Hz、100 Hz 和1 kHz 處的相噪分別為-104 dBc/Hz、-136 dBc/Hz 和-161 dBc/Hz。將100 MHz 低相噪恒溫晶體振蕩器的輸出端接到50 MHz 再生二分頻器電路，分頻器電路的輸出端接到信號分析儀E5052B，其測試結(jié)果如圖7(b)所示。測試結(jié)果表明，分頻后得到的50 MHz 信號在頻偏10 Hz、100 Hz 和1 kHz 處的相噪分別為-109 dBc/Hz、-142 dBc/Hz 和-162 dBc/Hz。在幾百Hz 內(nèi)，兩條曲線相差約6 dB，這和二分頻相噪惡化的理論值一致。在頻偏幾百kHz 及其以外，出現(xiàn)了50 MHz 的噪底與100 MHz 信號的噪底相當(dāng)?shù)默F(xiàn)象。這是由于分頻器中的混頻器和放大器均為非理想器件，限制了信號的噪底[25]。

圖7 100 MHz 低相噪恒溫晶體振蕩器和50 MHz 再生二分頻器電路實測結(jié)果

4 總結(jié)

針對幾種常用低頻同源信號的產(chǎn)生方式，比如參量二極管分頻方式、鎖相環(huán)分頻方式、數(shù)字分頻方式以及下變頻方式，存在噪聲大的缺點，驗證了基于低噪聲再生分頻技術(shù)的可行性。本文設(shè)計的基于100 MHz 低相噪晶體振蕩器經(jīng)過再生二分頻后得到的50 MHz 信號，其相位噪聲底部達(dá)到了-175 dBc/Hz＠100 kHz。該技術(shù)可以應(yīng)用于頻率源、多路同源時鐘產(chǎn)生、多路同步時鐘信號單元等電路中，具有非常好的價值。