２００３年全國大學生電子設計競賽索尼杯寬帶放大器

王正齊等

編者按：2003年全國大學生電子設計競賽全國共有426所高等學校、3039個代表隊的9117名同學參賽，經(jīng)專家評審，評出了全國一等獎119個隊，全國二等獎179個隊以及本年度競賽的“索尼杯”，具體獲獎名單請登陸http://www.nuedc.com.cn/網(wǎng)站或本刊論壇查看。從本期起，本刊將刊登獲得一等獎的部分同學的獲獎論文，并同時請全國專家組專家進行點評。

本設計利用可變增益寬帶放大器AD603來提高增益和擴大AGC控制范圍，通過軟件補償減小增益調(diào)節(jié)的步進間隔和提高準確度。輸入部分采用高速電壓反饋型運放OPA642作跟隨器提高輸入阻抗，并且在不影響性能的條件下給輸入部分加了保護電路。使用了多種抗干擾措施以減少噪聲并抑制高頻自激。功率輸出部分采用分立元件制作。整個系統(tǒng)通頻帶為1kHz～20MHz，最小增益0dB，最大增益80dB。增益步進1dB，60dB以下預置增益與實際增益誤差小于0.2dB。不失真輸出電壓有效值達9.5V，輸出4.5～5.5V時AGC控制范圍為66dB。

方案論證與比較

1.增益控制部分

方案一原理框圖如圖1所示，場效應管工作在可變電阻區(qū)，輸出信號取自電阻與場效應管與對V的分壓。采用場效應管作AGC控制可以達到很高的頻率和很低的噪聲，但溫度、電源等的漂移將會引起分壓比的變化，用這種方案很難實現(xiàn)增益的精確控制和長時間穩(wěn)定。

方案二采用可編程放大器的思想，將輸入的交流信號作為高速D/A的基準電壓，這時的D/A作為一個程控衰減器。理論上講，只要D/A的速度夠快、精度夠高就可以實現(xiàn)很寬范圍的精密增益調(diào)節(jié)。但是控制的數(shù)字量和最后的增益(dB)不成線性關系而是成指數(shù)關系，造成增益調(diào)節(jié)不均勻，精度下降。

方案三使用控制電壓與增益成線性關系的可編程增益放大器PGA，用控制電壓和增益（dB）成線性關系的可變增益放大器來實現(xiàn)增益控制（如圖2）。用電壓控制增益，便于單片機控制，同時可以減少噪聲和干擾。

綜上所述，選用方案三，采用集成可變增益放大器AD603作增益控制。AD603是一款低噪聲、精密控制的可變增益放大器，溫度穩(wěn)定性高，最大增益誤差為0.5dB，滿足題目要求的精度，其增益（dB）與控制電壓（V）成線性關系，因此可以很方便地使用D/A輸出電壓控制放大器的增益。

2.功率輸出部分

根據(jù)賽題要求，放大器通頻帶從10kHz到6MHz，單純用音頻或射頻放大的方法來完成功率輸出，要做到6V有效值輸出難度較大，而用高電壓輸出的運放來做又很不現(xiàn)實，因為市面上很難買到寬帶功率運放。這時候采用分立元件就能顯示出優(yōu)勢來了。

3.測量有效值部分

方案一 利用高速ADC對電壓進行采樣，將一周期內(nèi)的數(shù)據(jù)輸入單片機并計算其均方根值，即可得出電壓有效值：

此方案具有抗干擾能力強、設計靈活、精度高等優(yōu)點，但調(diào)試困難，高頻時采樣難且計算量大，增加了軟件難度。

方案二對信號進行精密整流并積分，得到正弦電壓的平均值，再進行ADC采樣，利用平均值和有效值之間的簡單換算關系，計算出有效值顯示。只用了簡單的整流濾波電路和單片機就可以完成交流信號有效值的測量。但此方法對非正弦波的測量會引起較大的誤差。

方案三 采用集成真有效值變換芯片，直接輸出被測信號的真有效值。這樣可以實現(xiàn)對任意波形的有效值測量。

綜上所述，我們采用方案三，變換芯片選用AD637。AD637是真有效值變換芯片，它可測量的信號有效值可高達7V，精度優(yōu)于0.5％，且外圍元件少，頻帶寬，對于一個有效值為1V的信號，它的3dB帶寬為8MHz,并且可以對輸入信號的電平以dB形式指示，該方案硬件、軟件簡單，精度也很高，但不適用于高于8MHz的信號。

此方案硬件易實現(xiàn)，并且8MHz以下時候測得的有效值的精度可以保證，在題目要求的通頻帶10kHz～6MHz內(nèi)精度較高。8MHz以上輸出信號可采用高頻峰值檢測的方法來測量，但是由于時間關系，高于8MHz的信號我們未能測量顯示。

4.自動增益控制（AGC）

利用單片機根據(jù)輸出信號幅度調(diào)節(jié)增益。輸出信號檢波后經(jīng)過簡單2級RC濾波后由單片機采樣，截止頻率為100Hz。由于放大器通頻帶低端在1kHz，當工作頻率為1kHz時，為保證在增益變化時輸出波形失真較小，將AGC響應時間設定為10ms，用單片機定時器0來產(chǎn)生10ms中斷進行輸出有效值采樣，增益控制電壓也經(jīng)過濾波后加在可變增益放大器上。AGC控制范圍理論上可達0～80dB，實際上由于輸入端加了保護電路，在不同輸出電壓時AGC范圍不一樣，輸出在4.5～5.5V時AGC范圍約為70dB，而當輸出為2～2.5V時AGC范圍可達80dB。

5.系統(tǒng)整體框圖（見圖3）

理論分析與參數(shù)計算

1．電壓控制增益的原理

AD603的基本增益為：Gain (dB) = 40 VG + 10，其中，VG是差分輸入電壓,單位是V，Gain是AD603的基本增益,單位是dB。

從此式可以看出，以dB作單位的對數(shù)增益和電壓之間是線性的關系。由此可以得出，只要單片機進行簡單的線性計算就可以控制對數(shù)增益，增益步進可以很準確地實現(xiàn)。但若要用放大倍數(shù)來表示增益的話，則需將放大倍數(shù)經(jīng)過復雜的對數(shù)運算轉(zhuǎn)化為以dB為單位后再去控制AD603的增益，這樣在計算過程中就引入了較大的運算誤差。

2.AGC介紹br>AGC是自動增益控制電路的簡稱，常用在收音機、電視機、錄像機的信號接收和電平處理電路中。它的作用是當信號較強時，使其增益自動降低；當信號較弱時，又使其增益自動增高，從而保證輸出信號基本穩(wěn)定。

3.正弦電壓有效值的計算

AD637的內(nèi)部結構如圖4所示。根據(jù)AD637芯片手冊所給出的計算真有效值的經(jīng)驗公式為：

其中：VIN為輸入電壓，Vrms為輸出電壓有效值。

系統(tǒng)各模塊電路的設計

1.輸入緩沖和增益控制部分

圖5為輸入緩沖和增益控制電路，由于AD603的輸入電阻只有100Ω，要滿足輸入電阻大于2.4kΩ的要求，必須加入輸入緩沖部分用以提高輸入阻抗；另外前級電路對整個電路的噪聲影響非常大，必須盡量減少噪聲。故采用高速低噪聲電壓反饋型運放OPA642作前級跟隨，同時在輸入端加上二極管過壓保護。

輸入部分先用電阻分壓衰減，再由低噪聲高速運放OPA642放大，整體上還是一個跟隨器，二極管可以保護輸入到OPA642的電壓峰峰值不超過其極限（2V）。其輸入阻抗大于2.4kΩ。OPA642的增益帶寬積為400MHz，這里放大3.4倍，100MHz以上的信號被衰減。輸入輸出端口P1、P2由同軸電纜連接，以防自激。級間耦合采用電解電容并聯(lián)高頻瓷片電容的方法，兼顧高頻和低頻信號。

增益控制部分裝在屏蔽盒中，盒內(nèi)采用多點接地和就近接地的方法避免自激，部分電容電阻采用貼片封裝，使得輸入級連線盡可能短。該部分采用AD603典型接法中通頻帶最寬的一種，通頻帶為90MHz，增益為－10～+30dB，輸入控制電壓U的范圍為－0.5～＋0.5V。圖6為AD603接成90MHz帶寬的典型方法。

增益和控制電壓的關系為：AG(dB)=40×U+10，一級的控制范圍只有40dB，使用兩級串聯(lián)，增益為AG(dB)=40×U1+40×U2+20，增益范圍是－20～+60dB，滿足題目要求。

由于兩級放大電路幅頻響應曲線相同，所以當兩級AD603串聯(lián)后，帶寬會有所下降，串聯(lián)前各級帶寬為90MHz左右，兩級放大電路串聯(lián)后總的3dB帶寬對應著單級放大電路1.5dB帶寬，根據(jù)幅頻響應曲線可得出級聯(lián)后的總帶寬為60MHz。

2.功率放大部分

電路如圖7所示。參考音頻放大器中驅(qū)動級電路，考慮到負載電阻為600Ω，輸出有效值大于6V，而AD603輸出最大有效值在2V左右，故選用兩級三極管進行直流耦合和發(fā)射結直流負反饋來構建末級功率放大，第一級進行電壓放大，整個功放電路的電壓增益在這一級，第二級進行電壓合成和電流放大，將第一級輸出的雙端信號變成單端信號，同時提高帶負載的能力，如果需要更大的驅(qū)動能力則需要在后級增加三極管跟隨器，實際上加上跟隨器后通頻帶急劇下降，原因是跟隨器的結電容被等效放大，當輸入信號頻率很高時，輸出級直流電流很大而輸出信號很小。使用2級放大已足以滿足題目的要求。選用NSC的2N3904和2N3906三極管（特征頻率fT＝250～300MHz）可達到25MHz的帶寬。整個電路沒有使用頻率補償，可對DC到20MHz的信號進行線性放大，在20MHz以下增益非常平穩(wěn)，為穩(wěn)定直流特性。我們將反饋回路用電容串聯(lián)接地，加大直流負反饋，但這會使低頻響應變差，實際上這樣做只是把通頻帶的低頻下限頻率從DC提高到1kHz，但電路的穩(wěn)定性提高了很多。

本電路放大倍數(shù)為：AG≈1＋R10/R9 ，整個功放電路電壓放大約10倍。通過調(diào)節(jié)R10來調(diào)節(jié)增益，根據(jù)電源電壓調(diào)節(jié)R7可調(diào)節(jié)工作點。

3.控制部分

這一部分由51系列單片機、A/D、D/A和基準源組成。使用12位串行A/D芯片ADS7816和ADS7841（便于同時測量真有效值和峰值）和12位串行雙D/A芯片TLV5618。基準源采用帶隙基準電壓源MC1403?？驁D如圖8所示。

4.穩(wěn)壓電源部分

電源部分電路見圖9，輸出±5V、±15V電壓供給整個系統(tǒng)。數(shù)字部分和模擬部分通過電感隔離。

抗干擾措施

系統(tǒng)總的增益為0～80dB，前級輸入緩沖和增益控制部分增益最大可達60dB，因此抗干擾措施必須要做得很好才能避免自激和減少噪聲。我們采用下述方法減少干擾，避免自激：

（1）將輸入部分和增益控制部分裝在屏蔽盒中，避免級間干擾和高頻自激；

（2） 電源隔離，各級供電采用電感隔離，輸入級和功率輸出級采用隔離供電，各部分電源通過電感隔離，輸入級電源靠近屏蔽盒就近接上1000μF電解電容，盒內(nèi)接高頻瓷片電容，通過這種方法可避免低頻自激；

（3） 所有信號耦合用電解電容兩端并接高頻瓷片電容以避免高頻增益下降；

（4）構建閉路環(huán)。在輸入級，將整個運放用較粗的地線包圍，可吸收高頻信號減少噪聲。在增益控制部分和后級功率放大部分也都采用了此方法。在功率級，此法可以有效地避免高頻輻射；

（5）數(shù)模隔離。數(shù)字部分和模擬部分之間除了電源隔離之外，還將各控制信號用電感隔離；

（6）使用同軸電纜，輸入級和輸出級使用BNC接頭，輸入級和功率級之間用同軸電纜連接。

實踐證明,電路的抗干擾措施比較好，在1kHz～20MHz的通頻帶范圍和0～80dB增益范圍內(nèi)都沒有自激。

本系統(tǒng)單片機控制部分采用反饋控制方式，通過輸出電壓采樣來控制電壓增益。由于AD603的設定增益跟實際增益有誤差，故軟件上還進行了校正，圖10為其軟件流程圖。

系統(tǒng)調(diào)試和測試結果

1.測試方法

將各部分電路連接起來，先調(diào)整0dB，使輸出信號幅度和輸入信號幅度相等，然后接上600Ω的負載電阻進行整機測試。

2.測試結果

限于篇幅，測試結果見本刊網(wǎng)站。

3.誤差分析

我們測量的誤差主要來源是電磁干擾，由于試驗場地有許多電腦和儀器使用開關電源，電磁噪聲很大，而且使用的同軸電纜屏蔽效果并不好，所以測量輸入端短路的噪聲電壓時隨輸入短接方式不同而有很大的誤差。

測試性能總結

從指標來看我們各方面的指標都達到或超過了賽題要求。由于時間倉促，用來測量輸出電壓有效值的峰值檢波電路沒有試驗成功，因此在8MHz以上時不能正確顯示輸出電壓有效值。

本設計偏重于模擬電路處理，得到了很高的增益和較小的噪聲。采用多種抗干擾措施來處理前級放大，選用集成芯片作增益控制，利用分立元件作后級功率放大，放棄了較難買到的寬帶功率運放，因而設計很靈活也很容易實現(xiàn)。