應(yīng)用于蓄電池在線核容的雙向DC-DC技術(shù)研究

摘" 要：該文研究一種應(yīng)用于蓄電池在線核容的雙向DC-DC變流器技術(shù)，實(shí)現(xiàn)蓄電池的遠(yuǎn)程在線充放電，旨在提高維護(hù)效率、降低安全風(fēng)險(xiǎn)，并節(jié)約能源。研究?jī)?nèi)容包括DC-DC升壓方案介紹、雙向DC-DC電路拓?fù)湟约翱刂撇呗缘脑O(shè)計(jì)。仿真分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提出的雙向DC-DC變流器能夠有效地實(shí)現(xiàn)蓄電池的在線核容測(cè)試，具有較高的轉(zhuǎn)換效率和穩(wěn)定性。

關(guān)鍵詞：蓄電池維護(hù)；電池核容；電力電子技術(shù)；雙向DC-DC；仿真實(shí)驗(yàn)

中圖分類號(hào)：TM912" " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A" " " " " 文章編號(hào)：2095-2945（2024）25-0059-05

Abstract： This paper studies a bidirectional DC-DC converter technology applied to online battery capacity checking， which enables remote online charging and discharging of batteries. The aim is to improve maintenance efficiency， reduce safety risks， and save energy. By thoroughly analyzing the shortcomings of existing technologies and combining the latest advancements in power electronics， this paper proposes an optimized capacity checking solution that reduces manual intervention and enhances the overall performance of the system. The research includes the significance of battery capacity checking， comparison of technical schemes， bidirectional DC-DC circuit topology design， determination of parameter technical indicators， main power circuit topology， component parameter calculation and selection， and the design of control strategies. Simulation analysis and experimental results show that the proposed bidirectional DC-DC converter can effectively achieve online capacity checking of batteries， with high conversion efficiency and stability.

Keywords： battery maintenance; battery capacity checking; power electronics technology; bidirectional DC-DC; simulation experiment

蓄電池作為變電站、基站、軌道交通等電力機(jī)房通信系統(tǒng)的重要組成部分，其性能的優(yōu)劣直接關(guān)系到電力系統(tǒng)通信的穩(wěn)定性和可靠性。核容充放電測(cè)試是維護(hù)蓄電池性能、延長(zhǎng)其使用壽命的關(guān)鍵手段。然而，傳統(tǒng)的核容測(cè)試和維護(hù)運(yùn)維方法主要依賴人工現(xiàn)場(chǎng)操作，這不僅增加了維護(hù)人員的工作強(qiáng)度，降低了工作效率，還帶來了一定的安全風(fēng)險(xiǎn)[1-2]。隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)及控制策略的快速發(fā)展，先進(jìn)的雙向變流器技術(shù)，如雙向DC-DC或雙向DC-AC，可以被應(yīng)用于實(shí)現(xiàn)蓄電池核容的遠(yuǎn)程在線充放電。這種技術(shù)的應(yīng)用有望顯著提高維護(hù)效率，降低安全風(fēng)險(xiǎn)，并實(shí)現(xiàn)能源的節(jié)約。

本研究旨在探索并實(shí)現(xiàn)一種應(yīng)用于蓄電池在線遠(yuǎn)程核容的雙向DC-DC變流器，以期提高電力機(jī)房通信系統(tǒng)的維護(hù)效率和安全性。通過深入分析現(xiàn)有技術(shù)的不足，結(jié)合現(xiàn)代電力電子技術(shù)的最新進(jìn)展，本研究提出了一種先進(jìn)的解決方案，旨在優(yōu)化蓄電池的核容測(cè)試過程，減少人工干預(yù)，提高系統(tǒng)的整體性能。

1" 基于雙向DC-DC的電池核容方案

在當(dāng)前的工程實(shí)踐中，蓄電池核容放電測(cè)試主要采用以下3種技術(shù)方案：假負(fù)載方案、DC-AC變換方案和DC-DC升壓方案[3]。本研究重點(diǎn)關(guān)注DC-DC升壓方案，與前2種方案相比，它能夠有效避免環(huán)境安全隱患和能量損失。技術(shù)原理是通過DC-DC變流器將蓄電池的輸出電壓升高，使其略高于通信電源的電壓，從而直接為機(jī)房的直流負(fù)載供電，能量由直流負(fù)載直接消耗，不產(chǎn)生熱量，減少了電能的浪費(fèi)，也不會(huì)對(duì)交流電網(wǎng)產(chǎn)生影響。方案示意圖如圖1所示。

電池浮充階段：Kc閉合，Ko打開。通信電源為負(fù)載供電的同時(shí)，也為蓄電池進(jìn)行浮充。如果市電發(fā)生停電，蓄電池開始輸出，為負(fù)載供電。

電池核容放電階段：Kc打開，Ko閉合。蓄電池通過DC-DC升壓，設(shè)定輸出目標(biāo)電壓高于通信電源的輸出電壓，以取代通信電源為負(fù)載供電，直到放電測(cè)試完成。同時(shí)，單向二極管D的存在，導(dǎo)致直流母線上電能無法反向輸送回電池側(cè)。在此過程中，由于蓄電池完全不脫離系統(tǒng)，所以不必?fù)?dān)心市電停電的問題。

電池恒流充電階段：保持Kc打開，Ko閉合。通信電源直接為負(fù)載供電。同時(shí)，系統(tǒng)控制DC-DC使能量反向流動(dòng)，即通信電源輸出給DC-DC，經(jīng)過DC-DC降壓，為蓄電池恒流充電。單向二極管D的存到導(dǎo)致通信電源此時(shí)是無法直接為蓄電池充電的。如果此過程中市電停電，蓄電池立刻經(jīng)過二極管D為負(fù)載供電。

2" 雙向DC-DC電路拓?fù)湓O(shè)計(jì)

2.1" 參數(shù)技術(shù)指標(biāo)

根據(jù)應(yīng)用需求確定了雙向DC-DC的基本技術(shù)指標(biāo)，這些指標(biāo)包括：低壓側(cè)范圍40～57 Vdc，高壓側(cè)范圍42～60 Vdc，最大持續(xù)充放電電流100 A，最大輸出功率4.8 kW，轉(zhuǎn)換效率大于等于95%。低壓側(cè)接電池，高壓側(cè)接直流母線。這些指標(biāo)的設(shè)定是為了確保DC-DC變流器能夠滿足特定的應(yīng)用場(chǎng)景：應(yīng)用于電力機(jī)房通信系統(tǒng)蓄電池在線核容測(cè)試。

2.2" 主功率電路拓?fù)?/p>

主功率電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用了2臺(tái)boost變換器交錯(cuò)并聯(lián)的技術(shù)，上下橋臂的功率開關(guān)管都是全控型的IGBT。這種設(shè)計(jì)不僅能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，還能通過交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)提高系統(tǒng)的效率和可靠性。如圖2所示，從左到右的路徑為boost升壓轉(zhuǎn)換，用于蓄電池核容放電階段，滿足公式

Ｕ₂/Ｕ₁=1/1-D。（1）

從右到左的路徑為buck降壓轉(zhuǎn)換，用于蓄電池恒流充電階段，滿足公式

Ｕ₁/Ｕ₂=D，（2）

式中：D為占空比。

交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)在于，通過電感電流紋波的疊加，可以提高波動(dòng)頻率，從而更容易通過濾波器濾除。如果交錯(cuò)并聯(lián)的數(shù)目增加N個(gè)，總電流紋波頻率則會(huì)相應(yīng)增大N倍，這有助于在保持輸出電流紋波的標(biāo)準(zhǔn)不變的條件下，減小電感的體積。同時(shí)，總的電流紋波幅值也減小了，對(duì)輸入和輸出的影響更小。

為了實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)的性能，可通過調(diào)整載波相位來控制并聯(lián)的N臺(tái)boost變換器的工作。具體來說，如果N臺(tái)變換器交錯(cuò)并聯(lián)，載波相位相差2×π/N（rad）即可。本研究選擇了２臺(tái)變換器交錯(cuò)并聯(lián)，因此，載波相位相差π（rad），即180°。

2.3" 元器件參數(shù)計(jì)算與選擇

2.3.1" 電感L1和L2的計(jì)算

電感的選擇依據(jù)是電感電流紋波的指標(biāo)，一般要求？駐IL≤30%×IL，這里電流紋波指的是穩(wěn)定后電感電流偏離穩(wěn)定值的峰峰值[4]。通過基爾霍夫電壓定律KVL，可以推導(dǎo)出單臺(tái)boost變換器電感L的計(jì)算公式

L≥，U_in×D/△I_L×f_s（3）

式中：U_in是輸入電壓，D是占空比，△I_L是電感電流紋波，fs是開關(guān)頻率。

本研究的DC-DC是2臺(tái)boost變換器交錯(cuò)并聯(lián)，L1和L2由下面公式計(jì)算得出

L≥（2×U_in-U_O）×D/△I_L×f_s。（4）

當(dāng)?shù)蛪狠斎雮?cè)為40 V，高壓輸出側(cè)為60 V，IL最大為100 A，開關(guān)頻率為20 kHz時(shí)，由公式（1）可計(jì)算占空比D=1/3。再將各參數(shù)值代入公式（3）計(jì)算可得：L≥22 μH；代入公式（4）可得：L≥11 μH?？梢?，2臺(tái)boost變換器交錯(cuò)并聯(lián)時(shí)，電感L數(shù)值是單臺(tái)時(shí)的一半。這里L(fēng)1和L2實(shí)際取值30 H。

2.3.2" 電容C的計(jì)算

電容的選擇依據(jù)是電容電壓紋波的指標(biāo)，一般要求△UC≤1%×UO，這里電壓紋波指的是穩(wěn)定后電容電壓偏離穩(wěn)定值的峰峰值[4]。通過基爾霍夫電流定律KCL，可以推導(dǎo)出電容C的計(jì)算公式

C≥I_o×D/△U_C×f_s，（5）

式中：I_o是輸出電流，D是占空比，△U_C是電容電壓紋波，fs是開關(guān)頻率。由于IL最大限幅120 A，當(dāng)由低壓40 V升壓到60 V時(shí)的滿功率約為4 kW，此時(shí)輸出電流Io最大為4 000/60=66.67 A。將相關(guān)參數(shù)值代入公式（5）可得：C≥1.85 mF，實(shí)際取3 000 μF。

2.3.3" 開關(guān)管IGBT選擇

電路中IGBT承受的峰值電壓為60 V，考慮2倍的電壓裕量，開關(guān)管的額定耐壓至少為120 V。電路上的最大平均總電流為100 A，由于采用2臺(tái)boost變換器交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)，每臺(tái)boost變換器的開關(guān)管流過的最大平均電流為50 A，考慮到IGBT所承受的峰值電流和2～3倍的電流裕量，開關(guān)管的額定電流至少為150 A。本研究考慮在每個(gè)橋臂上并聯(lián)2個(gè)開關(guān)管，那么每個(gè)開關(guān)管額定電流的要求可以降低到75 A。

3" 雙向DC-DC的控制策略

在雙向DC-DC變流器的設(shè)計(jì)中，軟件控制策略是實(shí)現(xiàn)高效能量轉(zhuǎn)換和精確電壓電流控制的關(guān)鍵。

3.1" boost升壓電路的控制策略

針對(duì)上述交錯(cuò)并聯(lián)的硬件拓?fù)?，本研究采用電壓電流雙閉環(huán)PI調(diào)節(jié)加輸出電壓前饋控制，PI可以實(shí)現(xiàn)對(duì)直流信號(hào)的無靜差控制，電壓前饋則可以加快系統(tǒng)的響應(yīng)速度，盡快達(dá)到穩(wěn)態(tài)。控制策略對(duì)于并聯(lián)的2臺(tái)boost變換器幾乎一樣，唯一的不同點(diǎn)在于載波相位相差180°，從而實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)控制的PWM信號(hào)。

雙環(huán)控制的技術(shù)原理主要分2步[4-5]：第一步是外環(huán)電壓控制，通過實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)輸出電壓，并與參考電壓（即設(shè)定電壓）進(jìn)行比較，生成誤差信號(hào)，經(jīng)過外環(huán)PI控制器調(diào)節(jié)后輸出，作為內(nèi)環(huán)電流控制的參考信號(hào)。第二步是內(nèi)環(huán)電流控制，將實(shí)時(shí)檢測(cè)的電感電流與第一步得到的電流參考信號(hào)進(jìn)行比較，生成誤差信號(hào)，經(jīng)過內(nèi)環(huán)PI控制器調(diào)節(jié)，再加上輸出電壓前饋，從而得到PWM調(diào)制波。簡(jiǎn)化等效結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

3.2" buck降壓電路的控制策略

控制原理和boost幾乎相同，也采用電壓電流雙閉環(huán)加電壓前饋控制。差異主要有2點(diǎn)：一是輸出電壓前饋的增益，可以對(duì)比圖3和圖4看出。二是PI控制參數(shù)不同。

另外，由雙閉環(huán)控制器輸出的結(jié)果，送到PWM模塊和載波比較后得到的占空比D值，boost是用來控制下橋臂的開關(guān)管，而buck是用來控制上橋臂的開關(guān)管，這也是兩者控制實(shí)現(xiàn)時(shí)要注意的區(qū)別。

4" 仿真分析與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.1" 系統(tǒng)參數(shù)

電路關(guān)鍵元件的參數(shù)和控制器系數(shù)，詳見表1。

4.2" 仿真實(shí)驗(yàn)

4.2.1" 升壓仿真運(yùn)行實(shí)驗(yàn)結(jié)果

蓄電池在線核容放電時(shí)，會(huì)通過DC-DC升壓，替代通信電源向掛在直流母線上的負(fù)載供電。仿真設(shè)定電池電壓48 V，直流母線電壓60 V，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖5所示。

由圖5可知，DC-DC啟動(dòng)升壓后，超調(diào)很小，大約在0.04 s就達(dá)到穩(wěn)態(tài)60 V的輸出。穩(wěn)定后，電壓紋波峰峰值約為0.6%，小于1%的技術(shù)指標(biāo)要求。

由圖6（a）可知，實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)控制后，單臺(tái)boost電感電流紋波約為20%，而2臺(tái)boost電感電流總和的紋波約為15%，電感紋波得到明顯改善，降低了25%。由圖6（b）放大可見，2臺(tái)boost電感電流總和的頻率也顯著提高一倍，更易于濾波。

4.2.2" 降壓仿真運(yùn)行實(shí)驗(yàn)結(jié)果

蓄電池在核容放電結(jié)束后，開始恒流充電階段。由通信電源通過DC-DC降壓為蓄電池充電。仿真設(shè)定通信電源輸出58 V，電池電壓43.2 V，DC-DC輸出電壓目標(biāo)值50 V。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7所示。

由圖7可知，DC-DC啟動(dòng)降壓后，超調(diào)很小，但響應(yīng)較慢，大約在0.4 s達(dá)到穩(wěn)態(tài)50 V的輸出。穩(wěn)定后，電壓紋波峰峰值約為0.34%，也小于1%的技術(shù)指標(biāo)要求。

由圖8（a）可知，buck電路實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)控制后，總輸出電流和單電感電流的紋波差異不大，都約為24%，并沒有得到改善，但仍然小于30%的指標(biāo)要求。由圖8（b）放大可見，總輸出電流的頻率還是提高了一倍的。

仿真結(jié)果說明，雙向DC-DC的設(shè)計(jì)符合應(yīng)用需求及相關(guān)性能指標(biāo)。

5" 結(jié)論

本文針對(duì)蓄電池在線核容的應(yīng)用需求，設(shè)計(jì)了一種高性能的雙向DC-DC變流器。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方案的有效性，證明了雙向DC-DC變流器在蓄電池核容測(cè)試中的高效能和穩(wěn)定性。本研究成果不僅為蓄電池的維護(hù)提供了一種新的技術(shù)手段，也為電力電子技術(shù)在新能源領(lǐng)域的應(yīng)用提供了有益的參考。未來，我們將繼續(xù)探索和優(yōu)化雙向DC-DC變流器的性能，以滿足更廣泛的應(yīng)用需求。

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