模塊式超聲波電源的研究與設(shè)計(jì)

摘 要：當(dāng)前，超聲波電源應(yīng)用在多個(gè)領(lǐng)域中，為了使超聲波電源獲得更優(yōu)異的驅(qū)動(dòng)性能，從而滿足工業(yè)作業(yè)需求，本文主要從模塊式超聲電源的阻抗匹配與頻率跟蹤2個(gè)方面進(jìn)行研究。本文設(shè)計(jì)了一種LC串聯(lián)型匹配電路，實(shí)現(xiàn)了換能器的諧振匹配以及負(fù)載的最大功率輸出。同時(shí)，為了解決換能器長期運(yùn)行導(dǎo)致固有諧振頻率偏移的問題，本文設(shè)計(jì)了一種復(fù)合控制方法，實(shí)現(xiàn)了頻率的實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)與跟蹤。本文研制了1臺(tái)額定功率為800 W的樣機(jī)，實(shí)際測(cè)試結(jié)果表明，該超聲波電源達(dá)到了最佳功率輸出，并滿足電源對(duì)負(fù)載工作諧振頻率的實(shí)時(shí)跟蹤要求，對(duì)今后大功率超聲波電源的研究具有一定的促進(jìn)作用。

關(guān)鍵詞：模塊式超聲波電源；匹配電路；頻率偏移；頻率跟蹤

中圖分類號(hào)：TB 553 " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

隨著電力電子技術(shù)的迅猛發(fā)展，超聲波電源的應(yīng)用也得到了多樣化的發(fā)展。作為換能器的驅(qū)動(dòng)，超聲波電源可以將輸入的工頻電轉(zhuǎn)化為換能器的固有諧振頻率的交流電，進(jìn)而通過換能器將能量轉(zhuǎn)化為機(jī)械能，應(yīng)用于人們的生活中。而換能器因其工作特性，它的一些等效參數(shù)會(huì)由于工作的環(huán)境、時(shí)間以及使用中的磨損產(chǎn)生變化，間接影響其工作狀態(tài)，導(dǎo)致?lián)Q能器工作效率降低，固有諧振頻率變化，縮短了換能器的使用壽命。因此，有必要設(shè)計(jì)一種匹配網(wǎng)絡(luò)和一種復(fù)合控制頻率跟蹤方法，使超聲波換能器始終工作在高效且穩(wěn)定的狀態(tài)。

1 超聲電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

超聲波電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)包括整流橋?yàn)V波電路、降壓電路、全橋逆變電路、高頻變壓器、匹配網(wǎng)絡(luò)、采樣電路和控制系統(tǒng)，其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示[1]。主電路由整流橋?yàn)V波模塊、降壓電路、全橋逆變模塊、高頻變壓器和匹配網(wǎng)絡(luò)組成，將220 V AC變換為換能器工作所需固有諧振頻率的高壓電?？刂葡到y(tǒng)以TMS320F28027PTT為主控芯片。通過設(shè)計(jì)的鑒相器電路來得到負(fù)載端電壓與電流的相位關(guān)系，用一種復(fù)合控制方法調(diào)整PWM輸出頻率，控制DSP內(nèi)部的PWM模塊產(chǎn)生可實(shí)時(shí)變頻的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。通過持續(xù)的反饋調(diào)整實(shí)現(xiàn)負(fù)載端電壓與電流同相位，完成對(duì)超聲波負(fù)載諧振頻率的實(shí)時(shí)跟蹤[2]。

2 匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

匹配網(wǎng)絡(luò)是連接超聲波電源和換能器之間的重要橋梁，超聲波電源能否高效、可靠地工作很大程度上取決于匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)[3]。LC串聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)的等效電路如圖2所示，由圖2可知，LC串聯(lián)型網(wǎng)絡(luò)與傳統(tǒng)的串聯(lián)電感網(wǎng)絡(luò)相比，增加了一個(gè)電容C2。

其中，換能器動(dòng)態(tài)電感、換能器動(dòng)態(tài)電容、換能器動(dòng)態(tài)電阻和換能器靜態(tài)電容，這4種等效元件組成了換能器的實(shí)際模型。令靜態(tài)電容Cm=C2+C0。LC串聯(lián)型網(wǎng)絡(luò)可以看作靜態(tài)電容為Cm的換能器的串聯(lián)電感匹配。因此，在諧振點(diǎn)附近可以得到其等效阻抗，如公式（1）所示。

（1）

式中：Z為等效阻抗；R1為換能器動(dòng)態(tài)電阻；ωs為諧振點(diǎn)；Cm為靜態(tài)電容；j為虛數(shù)單位；L1為換能器動(dòng)態(tài)電感。

當(dāng)諧振時(shí)，由Z的虛部=0可以得到電感，如公式（2）所示。

（2）

式中：L2為匹配電感。

此時(shí)負(fù)載的阻抗如公式（3）所示。

（3）

式中：Z1為負(fù)載的阻抗。

對(duì)比LC串聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)和傳統(tǒng)的串聯(lián)電感匹配，LC串聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)解決了串聯(lián)單個(gè)電感時(shí)出現(xiàn)阻抗變換不明顯的問題，應(yīng)用比較普遍。因此，本次設(shè)計(jì)采用此方法[4]。

3 系統(tǒng)頻率跟蹤設(shè)計(jì)

在換能器工作的過程中，頻率的變化會(huì)直接影響其工作狀態(tài)。而頻率自動(dòng)跟蹤技術(shù)可以實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)負(fù)載變化，實(shí)現(xiàn)頻率自動(dòng)調(diào)節(jié)，確保超聲波電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。此外，頻率自動(dòng)跟蹤技術(shù)還可以避免溫度變化、負(fù)載變化等因素導(dǎo)致的頻率漂移或頻率失控，從而提高超聲波電源系統(tǒng)運(yùn)行的精度和效率。因此，頻率自動(dòng)跟蹤技術(shù)是超聲波電源系統(tǒng)正常工作的關(guān)鍵。

3.1 常用頻率跟蹤方法

目前，常用的頻率自動(dòng)跟蹤方法主要有以下幾種。

電流控制法是一種基于負(fù)載電流的檢測(cè)方法，它通過檢測(cè)負(fù)載電流的幅值來確定輸出負(fù)載頻率的變化，也就是通過判斷線路上電流的有效值是否達(dá)到最大來確定換能器是否處于諧振狀態(tài)。在這種情況下，線路上的電流被用作反饋信號(hào)，根據(jù)其大小來調(diào)整逆變輸出的頻率。通過控制輸出頻率以適應(yīng)電流的變化，從而有效地使換能器保持在諧振工作狀態(tài)。

相位鎖定環(huán)（PLL）頻率跟蹤法是目前常用的另一種頻率跟蹤的方法，用于將輸入信號(hào)的相位和頻率與參考信號(hào)同步。其工作原理可以分為3個(gè)部分：相位比較器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器（VCO）。首先，相位比較器用于比較輸入信號(hào)和參考信號(hào)的相位差，并產(chǎn)生1個(gè)誤差信號(hào)，該誤差信號(hào)表示2個(gè)信號(hào)之間的相位差異。其次，誤差信號(hào)經(jīng)過環(huán)路濾波器濾波后得到穩(wěn)定的控制電壓。環(huán)路濾波器通常是1個(gè)低通濾波器，其作用是平滑誤差信號(hào)，去除高頻噪聲，確?？刂齐妷鹤兓钠椒€(wěn)性。最后，控制電壓用于控制VCO的頻率，使VCO的輸出信號(hào)的相位與參考信號(hào)同步。VCO是1個(gè)自由振蕩器，其頻率受到控制電壓的調(diào)節(jié)。當(dāng)控制電壓增大時(shí)，VCO的頻率提高，相位差變小；當(dāng)控制電壓降低時(shí)，VCO的頻率降低，相位差增大。通過不斷調(diào)節(jié)控制電壓，最終實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)與參考信號(hào)的相位同步。

結(jié)合常用的頻率跟蹤方法與工程經(jīng)驗(yàn)可知，電流控制法受負(fù)載變化的影響較大且采集速度較慢，常用于復(fù)合控制方法的輔助控制，一般不適用于對(duì)換能器系統(tǒng)進(jìn)行單獨(dú)控制[5]。相位鎖定環(huán)頻率跟蹤法具有簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)和易于實(shí)現(xiàn)的控制電路，跟蹤精度較高。然而，其跟蹤帶寬有限、動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢，導(dǎo)致電源的可靠性降低。

3.2 鑒相器電路設(shè)計(jì)

鑒相器電路的功能是獲取負(fù)載端電壓與電流之間的相位差α以及它們之間的超前或滯后關(guān)系。通過相應(yīng)的采樣電路獲得負(fù)載端的電壓和電流信號(hào)。

通過采樣電路獲得的電壓和電流信號(hào)會(huì)被限制在5 V以下。這些信號(hào)分別通過VSENSE（采樣電壓）和ISENSE（采樣電流）端口，經(jīng)過由1對(duì)串聯(lián)式肖特基二極管BAT54S組成的電路進(jìn)行限幅處理。信號(hào)通過由LM339組成的比較器，將電壓和電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為2組正負(fù)方波。使用雙通道數(shù)字隔離器NSI8120N將這2組正負(fù)方波調(diào)制為2組幅值為3.3 V的方波。這2組方波在相位上的差值即負(fù)載電壓與電流之間的相位差。為了進(jìn)一步處理這些信號(hào)，將電流采樣信號(hào)經(jīng)過與非門，一路送到D觸發(fā)器TC7W74FU的D引腳，另一路與電壓采樣信號(hào)經(jīng)過與非門后的結(jié)果再次進(jìn)行與非運(yùn)算，得到的結(jié)果作為表示電壓超前或滯后電流相位差的信號(hào)phase。同時(shí)，電壓采樣信號(hào)的另一路被送到D觸發(fā)器的CLK引腳。D觸發(fā)器的Q引腳輸出端經(jīng)過與非門后得到的結(jié)果flag作為表示電壓與電流相位關(guān)系（超前或滯后）的信號(hào)。

將與非門的輸出信號(hào)phase連接到DSP的eCAP口，記錄捕獲的方波持續(xù)時(shí)間并將其轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的角度，即此時(shí)電壓和電流之間的相位差大小。將D觸發(fā)器的輸出信號(hào)flag送到DSP的GPIO口，以便判斷調(diào)整逆變頻率變化的方向。當(dāng)flag為高電平時(shí)表示電壓超前電流，為低電平時(shí)表示電流超前電壓。DSP獲取這2項(xiàng)信息以進(jìn)行進(jìn)一步的處理。

3.3 頻率跟蹤原理設(shè)計(jì)

系統(tǒng)的頻率跟蹤程序框如圖3所示。該超聲波電源采用電流控制法與鎖相式PI頻率跟蹤法相結(jié)合的復(fù)合控制方法，對(duì)負(fù)載端的輸出頻率進(jìn)行調(diào)整與跟蹤。

電源啟動(dòng)后，初始輸出頻率為f。根據(jù)阻抗分析儀測(cè)量出負(fù)載的固有頻率f0，控制器根據(jù)獲取的相位差的大小判斷先進(jìn)行粗略調(diào)頻還是精確調(diào)頻。電流控制法的原理是，換能器在諧振頻率附近有一個(gè)阻抗最小的諧振頻率點(diǎn)。當(dāng)輸出電壓幅值固定時(shí)，通過識(shí)別電壓和電流之間的相位差大小來調(diào)整相應(yīng)的步距，改變輸出電壓的頻率，搜索當(dāng)前電流最大點(diǎn)的頻率，即阻抗最小的諧振頻率點(diǎn)。在電流控制法完成跟蹤后，采用更精確的跟蹤方法，即鎖相式PI頻率跟蹤法。根據(jù)電源負(fù)載端的工作特性，DSP的GPIO口通過識(shí)別flag信號(hào)的正負(fù)來判斷負(fù)載是呈容性還是感性。如果電壓超前電流，則負(fù)載呈感性，此時(shí)應(yīng)降低超聲波電源的輸出頻率；如果電壓滯后電流，則負(fù)載呈容性，此時(shí)應(yīng)調(diào)高超聲波電源的輸出頻率。

4 試驗(yàn)結(jié)果及結(jié)論

根據(jù)上述理論的分析，筆者研制了1臺(tái)800 W的模塊式超聲波電源。換能器的等效參數(shù)如下：動(dòng)態(tài)電感L1=6.39 mH、動(dòng)態(tài)電容C1=13.674 9 μF、動(dòng)態(tài)電阻R1=18.67 Ω、靜態(tài)電容C0=41.514 "μF，換能器的固有諧振頻率f0=17 630 Hz。經(jīng)過公式（1）～公式（3）計(jì)算可知，匹配電感L1=1.07 mH、匹配電容C1=83 μF、BUCK電感取290 μH。

對(duì)該電源進(jìn)行試驗(yàn)，實(shí)測(cè)逆變輸出端電壓為方波、電流為正弦波（如圖4所示）。電壓幅值為160 V，電流幅值為5 A。從圖4的波形可以看出，電壓相位與電流相位一致，實(shí)現(xiàn)了換能器的諧振匹配，并保證了較高的功率因數(shù)輸出。換能器端電壓與電流的波形如圖5所示，換能器端電壓幅值為550 V，流過換能器的電流為2 A。從圖5的波形可知，換能器電流相位超前于電壓相位，表明整個(gè)換能器呈現(xiàn)弱容性負(fù)載，這符合之前的理論分析。

當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，復(fù)合控制頻率跟蹤法能夠迅速跟蹤負(fù)載頻率的變化。試驗(yàn)結(jié)果證明，該電源具有優(yōu)異的驅(qū)動(dòng)性能，能夠?qū)崿F(xiàn)最佳功率輸出與負(fù)載輸出頻率的跟蹤，滿足工業(yè)作業(yè)的要求。此外，本文對(duì)大功率超聲波電源的研究與設(shè)計(jì)也具有一定的促進(jìn)作用。

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