0.5～2.5 GHz超寬帶高功率功率放大器設(shè)計

鄧方全 周永宏

DOI：10.16246/j.issn.1673-5072.2024.04.013

收稿日期：2023-04-24? 基金項(xiàng)目：西華師范大學(xué)國家一般培育項(xiàng)目（19B025）

作者簡介：鄧方全（1997—），男，碩士研究生，主要從事射頻功率放大器研究。

通信作者：周永宏（1979—），男，博士，教授，碩士生導(dǎo)師，主要從事電磁超材料設(shè)計與應(yīng)用、微帶天線等研究。

E-mail：18181114320@163.com

引文格式：鄧方全，周永宏.0.5～2.5 GHz超寬帶高功率功率放大器設(shè)計［J］.西華師范大學(xué)學(xué)報（自然科學(xué)版），2024，45（4）：438-443.［DENG F Q，ZHUO Y H.Design of 0.5～2.5 GHz power amplifier with ultra wideband and high power［J］.Journal of China West Normal University （Natural Sciences），2024，45（4）：438-443.］

摘? 要：本文首先對NXP半導(dǎo)體公司生產(chǎn)的MMRF5014H射頻功率氮化鎵晶體管進(jìn)行源牽引和負(fù)載牽引獲取晶體管的源阻抗和負(fù)載阻抗，再采用切比雪夫阻抗變換器進(jìn)行阻抗匹配，設(shè)計了一款工作頻率在0.5～2.5 GHz范圍內(nèi)的超寬帶、高功率、高增益的功率放大器。仿真結(jié)果顯示：在工作頻帶內(nèi)飽和輸出功率范圍為50.09 dBm（102.1 W）～51.53 dBm（142.1 W），增益范圍為10.09～11.66 dB，功率附加效率為 49.61%～65.08%。

關(guān)鍵詞：超寬帶；高功率；高增益；功率放大器；阻抗匹配

中圖分類號：TN837??? 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A??? 文章編號：1673-5072（2024）04-0438-06

射頻功率放大器是組成發(fā)射機(jī)的重要部分之一。傳統(tǒng)線性功率放大器的工作頻率較高，但其工作帶寬較窄，限制了其應(yīng)用場景，而寬帶功率放大器由于其寬頻帶特性，可在多頻段上使用，射頻功率放大器的負(fù)載回路通常使用選頻網(wǎng)絡(luò)來選擇頻率。根據(jù)電流導(dǎo)通角度的差異，射頻功率放大器可被歸為三種工作狀態(tài)，分別是甲、乙、丙三類（即A、B、C三類）。甲類放大器的電流導(dǎo)通角為360°，晶體管導(dǎo)通通道一直保持開啟狀態(tài)，其輸出信號不存在失真，但效率低，通常在30%以下，適用于低功率放大器；乙類放大器的電流導(dǎo)通角為180°，存在較大的失真，但效率較高；丙類放大器的電流導(dǎo)通角則不足180°，失真嚴(yán)重，但理論效率可達(dá)100%。由于大功率放大器的輸出功率大，若選用效率低的功率放大器，則大部分能量將以熱量的形式散發(fā)掉，造成設(shè)備發(fā)熱，而放大器長期工作在溫度較高的環(huán)境下會降低其使用壽命，因此通常選用乙類或丙類等效率較高的放大器進(jìn)行大功率放大器的設(shè)計。但效率和線性度的變化是相反的，獲得高效率的同時也意味著線性度的惡化。

在設(shè)計射頻功率放大器時，設(shè)計師關(guān)心的首要技術(shù)指標(biāo)是輸出功率和效率。因此，在工作頻帶內(nèi)如何獲得最大輸出功率和效率成為射頻功率放大器設(shè)計的首要目標(biāo)。在射頻功率放大器中，當(dāng)功率輸出接近飽和，即功率放大器工作在非線性工作狀態(tài)時，會加大諧波失真，通常會在電路中加入LC濾波電路來濾除諧波，以實(shí)現(xiàn)對信號的無失真放大。此外，為防止諧波分量干擾其他通道，輸出的諧波分量應(yīng)盡可能小。

在通信系統(tǒng)中，基帶信號經(jīng)過變頻后往往幅度較小，需要通過功率放大后才能送到天線輻射出去。而隨著技術(shù)的快速發(fā)展，對通信系統(tǒng)、干擾系統(tǒng)等的帶寬、功率要求在不斷提高，但是功率和帶寬往往難以兼顧［1］。本文在此應(yīng)用背景下，采用傳統(tǒng)的窄帶放大器（MMRF5014H），通過阻抗匹配的方式，使其帶寬擴(kuò)至0.52～5 GHz，覆蓋傳統(tǒng)的GSM、導(dǎo)航、軍用數(shù)據(jù)鏈、雷達(dá)、微波能等應(yīng)用頻段，在獲得高功率的同時，還保證較高的效率和增益，極大地提升了該款芯片的通用性和性價比。

1? 功放管及介質(zhì)基板

氮化鎵（GaN）材料具有高電子遷移率，可在很大程度上提高半導(dǎo)體的性能。相比于其他材料，以GaN材料制成的功放管可以在更寬的頻帶下?lián)碛懈叩脑鲆婧透叩男?，而且它的高活化能提供了良好的熱性能，以及更高的擊穿電壓，可承受更高的能量和更加惡劣的環(huán)境條件。經(jīng)過多年的發(fā)展，目前第一代半導(dǎo)體材料硅（Si）、鍺（Ge）和第二代半導(dǎo)體材料砷化鎵（GaAs）和磷化銦（InP）在輸出功率方面已經(jīng)達(dá)到了極限，輸出功率難以再提高，而GaN半導(dǎo)體具有良好的熱穩(wěn)定性，可輕松實(shí)現(xiàn)高工作脈沖寬度和高工作比，極大地提升了天線單元的發(fā)射功率。此外，GaN材料的高溫結(jié)和高導(dǎo)熱性等特點(diǎn)，大大提高了器件在不同溫度下的工作可靠性。目前，GaN正逐漸取代GaAs，成為制造寬頻譜、高功率、高效率的微電子、光電子等器件的關(guān)鍵基礎(chǔ)材料，在高功率器件中的應(yīng)用越來越廣泛［2］。

基于第三代半導(dǎo)體材料GaN具有飽和電子速率高、擊穿電壓高、熱導(dǎo)率高、頻帶寬等諸多優(yōu)勢，為實(shí)現(xiàn)超100 W（50 dBm）的輸出功率，此次設(shè)計選用NXP半導(dǎo)體公司的MMRF5014H射頻功率氮化鎵晶體管。查閱數(shù)據(jù)手冊，該晶體管漏極采用50 V的工作電壓，可工作于1～2 700 MHz頻帶范圍內(nèi)，飽和功率輸出可達(dá)125 W（約51 dBm），能夠滿足設(shè)計目標(biāo)。

在本次設(shè)計中，介質(zhì)基板選用介電常數(shù)為3.66，正切損耗角為0.003 7的羅杰斯RO4350B高頻板材。該板材的介電常數(shù)具有嚴(yán)格公差控制，同時具有低損耗特性，完全兼容傳統(tǒng)的PCB制造技術(shù)，不需要作前處理流程（PTFE板材需作等離子處理），阻焊工序也可以磨板，相比傳統(tǒng)微波材料層壓板價格更低，被廣泛應(yīng)用于有源器件和高功率射頻設(shè)計中。此外，考慮到在加工及裝配過程中基板可能出現(xiàn)斷裂的問題，所選基板應(yīng)具有較強(qiáng)的機(jī)械硬度，遂選擇厚度為0.762 mm的基板。

2? 靜態(tài)工作點(diǎn)選擇及穩(wěn)定性分析

靜態(tài)工作點(diǎn)是指當(dāng)放大電路處于靜態(tài)時，電路所處的工作狀態(tài)。通過對靜態(tài)工作點(diǎn)的設(shè)置可確定放大電路的電壓和電流的靜態(tài)值，也就是加載在放大電路上的直流電壓和直流電流的值。如果靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置不當(dāng)，放大器電路將出現(xiàn)嚴(yán)重的失真。當(dāng)靜態(tài)工作點(diǎn)過高時，在放大交流信號時可能會出現(xiàn)飽和失真；而當(dāng)靜態(tài)工作點(diǎn)過低時可能會出現(xiàn)截止失真。因此，選擇一個合適的靜態(tài)工作點(diǎn)可以防止放大電路產(chǎn)生非線性失真，保證電路具有良好的放大效果［3］。對于射頻功率放大器來說，要使晶體管能夠正常的工作，必須使晶體管在工作的頻段內(nèi)穩(wěn)定，否則可能在某些工作頻率和終端條件下產(chǎn)生振蕩，導(dǎo)致?lián)p壞功率放大器。常用的穩(wěn)定措施是在晶體管前串聯(lián)一個RC并聯(lián)電路，或者在晶體管前并聯(lián)一個RC串聯(lián)電路接地，某些晶體管用穩(wěn)定性比較差，僅用一種措施達(dá)不到穩(wěn)定要求，需將兩種措施一起使用。

在官網(wǎng)下載MMRF5014H仿真元件模型，并參考Datasheet給出的參考數(shù)據(jù)。漏極電壓供電為50 V，柵極電壓選取-2.7 V，對晶體管模型進(jìn)行直流掃描，仿真結(jié)果顯示漏極電流為360 mA，與Datasheet上的350 mA結(jié)果相近。當(dāng)穩(wěn)定因子大于1時，功率管在整個帶內(nèi)穩(wěn)定，否則將存在潛在不穩(wěn)定，晶體管會產(chǎn)生自激現(xiàn)象。結(jié)果如圖1所示，只對晶體管進(jìn)行穩(wěn)定性掃描時（未加穩(wěn)定電路），在低頻帶內(nèi)的穩(wěn)定因子小于1，在晶體管仿真模型前加入圖2中的RC并聯(lián)穩(wěn)定電路后，此時在該頻帶內(nèi)的穩(wěn)定因子都大于1，電路穩(wěn)定。

3? 偏置電路設(shè)計

偏置電路的作用是為放大器級提供一個合適的偏置電流，并確定放大器的靜態(tài)工作點(diǎn)。對于輸入級，通常則需要一個相對較小的偏置電流；對于輸出級，功率輸出一般都比較高，需要較大的偏置電流和較大的偏置電壓，以提高放大器的輸出功率。

柵極偏置電路和漏極偏置電路均用中心頻率為1 500 MHz，長度為λ/4的微帶線來設(shè)置。其中，柵極電流較小，微帶線寬度選用為1 mm，串聯(lián)一個小電阻提高柵極電路阻抗以減少信號泄露并且可以保護(hù)晶體管被靜電電流燒毀；漏極電流較大，考慮微帶線承受能力，選用1.1 mm寬度的微帶線。柵極偏置電路和漏極偏置電路電源端皆并聯(lián)容值為10、100、1 000 pF的接地電容，防止交流信號進(jìn)入柵極端和漏極端，同時起到濾除雜散信號的作用。

4? 阻抗值獲取

在功率放大器阻抗匹配電路設(shè)計前，需要獲取晶體管的源阻抗和負(fù)載阻抗，才能進(jìn)行阻抗匹配設(shè)計。負(fù)載牽引方法是獲取阻抗的常用方法，通過不斷調(diào)整輸入和輸出端阻抗，找到使有源器件輸出功率最大的輸入阻抗匹配點(diǎn)和輸出阻抗匹配點(diǎn)或者是使功率管效率最大的阻抗匹配點(diǎn)。在這里，功率最大匹配點(diǎn)和效率最大匹配點(diǎn)往往是2個不同的點(diǎn)，設(shè)計時通常將兩者折衷處理，以同時獲取較高的功率和效率。負(fù)載牽引方法可以準(zhǔn)確地測量出在大信號條件下器件的最佳性能，反映不同頻率和輸入功率下的輸入和輸出阻抗作的變化特性，為器件和電路設(shè)計的優(yōu)化提供堅實(shí)的基礎(chǔ)。

通過調(diào)用仿真軟件負(fù)載牽引模板對所選晶體管進(jìn)行源牽引與負(fù)載牽引，以0.5 GHz為步徑選取頻點(diǎn)進(jìn)行仿真，結(jié)果如表1所示。從表中可以看出所選晶體管的源阻抗及負(fù)載阻抗變化的大致范圍，輸入實(shí)阻抗為4.7～2.7 Ω，虛部數(shù)值較小。因輸入阻抗可匹配范圍較大，所以在1.5 GHz處的阻抗雖看似突兀，但卻是正常的，若將該點(diǎn)的4.7 Ω改為3 Ω，對功率、效率的仿真結(jié)果影響較小。輸出阻抗的實(shí)阻抗為10～3.9 Ω，虛部數(shù)值為6～4 Ω，但輸出阻抗可匹配范圍小，在阻抗匹配時要滿足寬頻帶內(nèi)匹配難度較大。

5? 阻抗匹配及設(shè)計

在射頻電路中，阻抗并不是固定值，而是隨著頻率的變化而變化，通常來說，頻率越高，阻抗越小。阻抗匹配主要是將輸出阻抗、負(fù)載阻抗與傳輸線的特性阻抗匹配至相近或相等，所以阻抗匹配的匹配效果越好，傳輸功率就越大，當(dāng)負(fù)載阻抗與電源的內(nèi)阻相等時，輸出功率達(dá)到最大，此時，所有能量的都被傳遞到負(fù)載。在阻抗匹配電路設(shè)計中，傳統(tǒng)窄帶放大器的端口匹配通常采用共軛匹配來設(shè)計，具體設(shè)計方法為在Smith圓圖中通過串聯(lián)或并聯(lián)電容電感來達(dá)到共軛匹配狀態(tài)，可獲得最大輸出功率。但是功率放大器在寬頻帶下的輸入輸出阻抗變化較大，此時再使用共軛匹配只能滿足頻帶中的一個或幾個頻點(diǎn)的匹配。因此，相較于窄帶放大器，寬帶放大器的匹配電路設(shè)計難度更大。在設(shè)計功率放大器匹配電路時，需要注意到輸入與輸出匹配電路的不同作用，輸入匹配電路設(shè)計首先要保證系統(tǒng)在頻帶內(nèi)穩(wěn)定，這也是為什么需要在輸入匹配電路中加入RC并聯(lián)穩(wěn)定電路的原因。其次是降低功放的增益波動。在寬帶功放設(shè)計時，每倍頻程增益將降低4～6 dB，此時低頻與高頻的增益相差較大，但在某些功放中對增益平坦度要求較高，設(shè)計時常常使輸入匹配在低頻處的阻抗失配以降低增益，以此來提高增益平坦度。再次是降低輸入反射系數(shù)。功率放大器的源阻抗一般都很小，匹配難度很大，好在對于多數(shù)功放來說輸入匹配對功放輸功率和效率影響較小，可允許在帶內(nèi)有一定程度的失配。輸出匹配電路設(shè)計首先要抑制各次諧波。在功放系統(tǒng)中2 次、3次諧波的影響較大，且不容易濾除。為了很好地抑制各次諧波，輸出端口通常會使用帶通形式或者低通形式的濾波電路。其次是降低輸出反射系數(shù)。輸出匹配電路反射系數(shù)越小，輸出匹配效果越好，其輸出功率和效率越高，損耗越低。

在經(jīng)查閱大量資料后收集到寬帶匹配電路的設(shè)計方法大致有階梯阻抗變換器匹配［4-5］、實(shí)頻法［6-7］、利用仿真軟件直接優(yōu)化設(shè)計［8］、傳輸線變壓器加載鐵氧體磁芯技術(shù)［9］、阻抗變壓器［10］、濾波器匹配［11］等。

在阻抗匹配設(shè)計時，設(shè)計者為了降低匹配難度，通常選擇中心頻點(diǎn)處的輸入輸出阻抗進(jìn)行匹配，有時也選擇所選頻點(diǎn)的平均阻抗來進(jìn)行匹配，此次設(shè)計選擇前者。從表1中可以看出各個頻點(diǎn)的阻抗數(shù)據(jù)，輸出匹配電路以頻帶中心頻點(diǎn)阻抗（5.0+j*5.0）Ω作為阻抗匹配點(diǎn)，先連接一條λ/8的微帶線將復(fù)阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)閷?shí)阻抗，再采用4階切比雪夫阻抗變換器匹配，此外還添加了一條短路線在低頻處產(chǎn)生諧振，擴(kuò)寬頻帶。輸入匹配電路的頻帶中心頻點(diǎn)阻抗（4.7-j*0.3）Ω的虛部數(shù)值較小，可忽略，直接選取4.7 Ω作為阻抗匹配點(diǎn)并采用與輸出匹配電路同樣方式進(jìn)行阻抗匹配［12］。這里采用的阻抗匹配方法只是為仿真提供一個良好的初始值，后續(xù)還需要進(jìn)行適當(dāng)?shù)膬?yōu)化，優(yōu)化時需要將偏置電路、穩(wěn)定電路以及輸入輸出匹配一起優(yōu)化，因?yàn)槲秒娐返膶挾?、長度以及電阻阻值以及穩(wěn)定電路的電阻阻值、電容大小都會影響匹配度。

將各部分電路連接后其原理如圖3所示，其中C1和C11為輸入輸出隔直電容，C2與R2組成RC并聯(lián)穩(wěn)定電路，TL12和TL14為輸入輸出微帶偏置，并在微帶偏置上加入旁路電容濾除雜散信號，其余微帶組成切比雪夫阻抗變換器。

將圖3電路仿真原理進(jìn)行小信號S參數(shù)仿真并優(yōu)化，最終結(jié)果如圖4所示：小信號增益S21>17.5 dB，曲線總體呈下降趨勢，是因?yàn)楣Ψ旁O(shè)計時每倍頻程增益將降低4～6 dB。在0.5 GHz處增益較低是因?yàn)檩斎肫ヅ湔{(diào)節(jié)的結(jié)果。S21曲線起伏范圍不到3 dB，平坦度效果良好。輸出反射系數(shù)S22<-9.8 dB，其曲線左右基本對稱，符合切比雪夫阻抗變換器匹配特征，匹配效果良好。

6? 諧波平衡仿真

諧波平衡法可用于分析信號的頻域特性，在非線性電路的分析方面有著出色的表現(xiàn)。在信號處理時，諧波平衡法通過對調(diào)制的周期信息的傅里葉級數(shù)展開式來分析其頻域特性。從數(shù)學(xué)的觀點(diǎn)來看，這種方法其實(shí)是一種迭代方法，通過迭代計算，其結(jié)果可以近似逼近滿意的解。與時域暫態(tài)分析相比，諧波平衡法可以直接獲得穩(wěn)態(tài)頻率響應(yīng)，并進(jìn)行頻率積分的暫態(tài)分析，使建立的模型在高頻段的頻域特性描述更加快速、準(zhǔn)確；通過這種方法可獲得非線性電路的飽和電平、噪聲系數(shù)、本振泄漏、三階互調(diào)、中頻抑制、圖像抑制和組合干擾等方面的大致數(shù)據(jù)，非常適用于對射頻和微波電路的仿真分析［13］。

在此次設(shè)計中，S參數(shù)只是在小信號輸入下獲得的關(guān)于放大電路的線性參數(shù)，當(dāng)功率放大到一定功率后，晶體管會出現(xiàn)失真，此時放大電路將不再是線性特性。采用諧波平衡仿真可對其進(jìn)行大信號的非線性仿真，可仿真出與放大器有關(guān)的非線性量，如輸出功率、效率等。在仿真軟件中插入諧波平衡仿真模板，并設(shè)置相應(yīng)的參數(shù)。優(yōu)化后諧波仿真結(jié)果為圖5所示，其中m1和m2、m3和m4、m5和m6分別為輸出功率、增益及功率附加效率的最小值和最大值。在頻帶內(nèi)，飽和功率輸出范圍為50.09 dBm（102.1 W）～51.53 dBm（141.2 W），增益范圍為10.09～11.66 dB，增益平坦效果好，功率附加效率為 49.61%～65.08%，實(shí)現(xiàn)了在高功率輸出的情況下同時保證了高增益和高效率的良好性能。

7? 結(jié)? 論

本文通過對NXP半導(dǎo)體公司生產(chǎn)的MMRF5014H射頻功率氮化鎵晶體管進(jìn)行源牽引和負(fù)載牽引獲取晶體管的源、負(fù)載阻抗，再采用切比雪夫阻抗變換器進(jìn)行阻抗匹配，設(shè)計了一款工作頻率在0.5～2.5 GHz的超寬帶、高功率、高增益的功率放大器。該功率放大器相對于傳統(tǒng)窄帶應(yīng)用，在犧牲較少效率（約10%）的條件下，實(shí)現(xiàn)了超寬帶的應(yīng)用，極大地拓展了其應(yīng)用領(lǐng)域，與市面上現(xiàn)成的內(nèi)匹配功率管相比，具有更高的效率及性價比。但此設(shè)計也存在明顯的不足，首先是采用階梯阻抗匹配方式，輸入輸出微帶匹配長度較長。其次，此設(shè)計只仿真了單路功放，而對于功率放大器來說，單路功放的性能不如雙路或多路穩(wěn)定。最后是未進(jìn)行加工測試，設(shè)計只停留在仿真階段。在后續(xù)的工作中將會對以上問題進(jìn)行不斷改進(jìn)。

參考文獻(xiàn)：

［1］? 陸宇，陳曉娟，錢可偉.30～2600MHz超寬帶GaN功率放大器的設(shè)計與實(shí)現(xiàn)［J］.半導(dǎo)體技術(shù)，2015，40（12）：916-920.

［2］? 謝欣榮.第三代半導(dǎo)體材料氮化鎵（GaN）研究進(jìn)展［J］.廣東化工，2020，47（18）：92-93.

［3］? 毛戰(zhàn)華，張愛英.靜態(tài)工作點(diǎn)與放大電路性能的關(guān)系［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2014，37（9）：142-144.

［4］? 劉茂林，王斌，李冉，等.基于階梯阻抗變換器的寬帶功率放大器設(shè)計［J］.電子元件與材料，2021，40（5）：479-484.

［5］? 程知群，軒雪飛，劉國華，等.寬帶F類功率放大器的設(shè)計［J］.微波學(xué)報，2017，33（4）：55-58.

［6］? 周國祥.基于簡化實(shí)頻技術(shù)的寬帶功率放大器研究［D］.杭州：杭州電子科技大學(xué)，2021.

［7］? KRISHNAMOORTHY R，KUMAR N，GREBENNIKOV A，et al.Broadband RF power amplifier with combination of large signal X-parameter and real frequency techniques［J］.IEICE Transactions on Electronics，2020，E103-C（5）：225-230.

［8］? 王利斌，陳海波.一種基于GaN的寬帶功率放大器的設(shè)計與實(shí)現(xiàn)［J］.電子質(zhì)量，2020（6）：21-26.

［9］? 侯鈞，方建新，黃亮，等.20～1000 MHz 100 W GaN寬帶功率放大器研制［J］.電子設(shè)計工程，2018，26（3）：111-115.

［10］ARNOUS M T，ZHANG Z，BARBIN S E，et al.A novel design approach for highly efficient multioctave bandwidth GaN power amplifiers［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2017，27（4）：371-373.

［11］YANG M，XIA J，GUO Y，et al.Highly efficient broadband continuous inverse class-F power amplifier design using modified elliptic low-pass filtering matching network［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2016，64（5）：1-11.

［12］DAVID M.微波工程［M］.張肇儀，周樂柱，吳德明，等譯.3版.北京：電子工業(yè)出版社，2006.

［13］閆博，劉希順，劉安芝.基于諧波平衡法的射頻功率放大器分析與仿真［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2010，33（9）：63-66.

Design of 0.5～2.5 GHz Power Amplifierwith Ultra Wideband and High Power

DENG Fang-quan，ZHOU Yong-hong

（School of Electronic Information Engineering，China West Normal University，Nanchong Sichuan 637009，China）

Abstract：This paper first performs source pull and load pull on the MMRF5014H RF power gallium nitride transistor produced by NXP Semiconductor Company to obtain the source impedance and load impedance of the transistor.Then，a Chebyshev impedance converter is employed for impedance matching to design a power amphifier with ultra wideband，high-power，and high gain that operates in the frequency range of 0.5～2.5 GHz.The simulation results show that the saturated output power range within the working frequency band is 50.09 dBm（102.1 W）～51.53 dBm（142.1 W），and the gain range is 10.09～11.66 dB，while the power additional efficiency is 49.61%～ 65.08%.

Keywords：ultra wideband；high power；high gain；power amplifier；impedance matching