基于鏡像虛擬電阻技術(shù)的三相光伏逆變器直流電壓波動(dòng)抑制策略

摘 要：針對(duì)光伏逆變器直流側(cè)電容電壓波動(dòng)的問題，根據(jù)光伏逆變器直流電壓波動(dòng)的機(jī)理和其主要輸出有功功率的特點(diǎn)，提出一種鏡像虛擬電阻技術(shù)用以解決光伏逆變器直流電壓波動(dòng)的問題。該策略只需在逆變器正常工作的基礎(chǔ)上增加少量計(jì)算，具有較高實(shí)用性。對(duì)于諧波分量，光伏逆變器等效為一個(gè)與基波等效電阻大小相等、方向相反的鏡像虛擬電阻吸收電網(wǎng)諧波功率，同時(shí)可顯著減小直流側(cè)電壓波動(dòng)的問題。仿真和實(shí)物實(shí)驗(yàn)結(jié)果均驗(yàn)證了該策略的有效性。

關(guān)鍵詞：直流電壓波動(dòng)；瞬時(shí)無功功率；虛擬電阻；鏡像虛擬電阻；諧波抑制；光伏逆變器

中圖分類號(hào)：TM464" " " " " " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

隨著世界各國大力推進(jìn)可再生能源的發(fā)展，光伏逆變器作為光伏并網(wǎng)發(fā)電的核心設(shè)備，其應(yīng)用規(guī)模正逐漸擴(kuò)大［1］。當(dāng)光伏逆變器穩(wěn)定輸出三相正弦電流且電網(wǎng)為三相基波電壓時(shí)，光伏逆變器直流側(cè)電壓波動(dòng)很小，故直流電容所需容量普遍不大［2］。然而當(dāng)電網(wǎng)電壓含有諧波分量時(shí)，由于逆變器直流電容容量較小，直流側(cè)電壓的波動(dòng)比其他類型逆變器（如有源電力濾波器（active power filter，APF））波動(dòng)更加明顯，這將造成電容器的功率損耗增大，逆變器裝置的輸出性能下降，引起電能質(zhì)量問題［3］。因此，光伏逆變器的直流側(cè)電壓波動(dòng)問題已成為光伏逆變器穩(wěn)定運(yùn)行的隱患。在直流側(cè)電壓波動(dòng)治理上，文獻(xiàn)［4-5］根據(jù)變流器容量和最大直流電壓波動(dòng)幅值選擇電容器容量，但需在逆變器性能和直流電容容量之間進(jìn)行權(quán)衡。另外還可將瞬時(shí)無功功率理論［6］應(yīng)用到抑制直流側(cè)電壓波動(dòng)中，但此研究僅關(guān)注到自身逆變器的直流側(cè)電壓，未考慮到與電網(wǎng)的互動(dòng)。虛擬諧波電阻策略是一種常用的諧波治理方法，Akagi［7］提出一種基于虛擬諧波電阻的APF吸收諧波電流的方法，以抑制并網(wǎng)點(diǎn)（PCC）電壓的畸變率。此外，文獻(xiàn)［8］提出一種阻性有源電力濾波器阻尼電力系統(tǒng)背景諧波電壓選址的新策略。但是，這些虛擬電阻方法應(yīng)用都是針對(duì)PCC的電壓畸變率問題［9］，目前利用虛擬電阻技術(shù)解決直流側(cè)電壓波動(dòng)問題的方法鮮有研究。

基于此，本文利用瞬時(shí)無功功率理論分析由電網(wǎng)側(cè)不平衡分量和諧波分量所引起的直流電壓波動(dòng)機(jī)理，利用虛擬電阻控制技術(shù)，開發(fā)出鏡像虛擬電阻技術(shù)，該技術(shù)可有效解決直流電壓波動(dòng)問題。此外，還提出一種兼顧諧波抑制的光伏逆變器直流電壓波動(dòng)抑制策略，并給出能簡單實(shí)現(xiàn)的統(tǒng)一控制方法。

1 光伏逆變器直流電壓波動(dòng)分析

1.1 光伏逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文研究的三相三線制光伏逆變器并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要包括光伏陣列（PV）、Boost電路、直流側(cè)電容[C2]、DC/AC逆變橋、濾波器以及電網(wǎng)，控制回路由最大功率點(diǎn)跟蹤（maximum power point tracking，MPPT）控制單元、逆變橋控制單元及帶系統(tǒng)阻抗[Zs]的電網(wǎng)構(gòu)成。圖1中，L1為直流側(cè)是路電感，C1為直流側(cè)電路PV側(cè)電容，C2為直流側(cè)電路逆變器側(cè)電容，L1為交流側(cè)靠近逆變橋的電感，L2為交流側(cè)靠近電網(wǎng)的電感，Cg為交流側(cè)濾波電容，Rg為無源阻尼電阻，uabc和iabc分別為逆變器網(wǎng)側(cè)電壓和輸出電流。前級(jí)為Boost電路，

完成升壓和MPPT控制。本文的研究重點(diǎn)是電網(wǎng)諧波對(duì)光伏逆變器直流側(cè)電壓波動(dòng)的影響，不考慮前級(jí)電路帶來的電壓波動(dòng)影響，故適當(dāng)忽略MPPT和Boost前級(jí)電路對(duì)直流側(cè)電壓的影響。

在低次諧波頻率下，LCL電路與L型電路有相似的阻抗特性［10］，故將LCL電路等效為L型電路進(jìn)行分析。由于在直流側(cè)電壓波動(dòng)的一個(gè)周期內(nèi)光伏輸入功率幾乎不變，故可將Boost電路等效為恒功率源進(jìn)行分析。后級(jí)為逆變橋電路，輸出與電網(wǎng)電壓同頻同相的基波電流，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)單位功率因數(shù)控制。

1.2 直流側(cè)電壓波動(dòng)分析

當(dāng)電網(wǎng)電壓含有諧波分量時(shí)，直流側(cè)功率將產(chǎn)生一定波動(dòng)?？紤]到光伏輸入基本恒定，輸出功率受電網(wǎng)諧波含量影響使直流電容上產(chǎn)生諧波電流，進(jìn)而在直流鏈路中產(chǎn)生電壓波動(dòng)。由于本文所研究的是三相三線制光伏逆變器，故以下分析不考慮零序分量的影響，則逆變器網(wǎng)側(cè)電壓和電流為：

[ua=2n+∞Unsin（nωt+?n）ub=2n+∞Unsinnωt+?n-2π3uc=2n+∞Unsinnωt+?n+2π3] （1）

[ia=2m+∞Imsin（mωt+φm）ib=2m+∞Imsinmωt+φm-2π3ic=2m+∞Imsinmωt+φm+2π3] （2）

式中：[ω]——基波角頻率，rad/s；[n、m]——正整數(shù)；[Un、Im]——[n]次電壓和[m]次電流有效值，V、A；[?n、][φm]——[n]次電壓和[m]次電流相角，rad。

根據(jù)瞬時(shí)功率理論［11］計(jì)算網(wǎng)側(cè)瞬時(shí)有功功率為：

[pg=ugaiga+ugbigb+ugcigc=pg+pgpg=n=1，m=n+∞3UgnIgmcos?gn-φgmpg=n=1+∞m=1m≠n+∞3UgnIgmcosn-mωt+?gn-φgm ] （3）

由于電網(wǎng)諧波一般以低次諧波［12］為主，在濾波器電路LCL上產(chǎn)生的諧波電壓壓降相對(duì)較小，為簡化分析，認(rèn)為流經(jīng)逆變橋直流側(cè)的功率等于網(wǎng)側(cè)瞬時(shí)有功功率[p]。由式（3）知，直流側(cè)功率[p]由直流功率[p]和波動(dòng)功率[p]組成。一方面，穩(wěn)態(tài)下直流功率[p]由Boost電路提供，不經(jīng)過直流側(cè)電容輸出到電網(wǎng)中；另一方面，波動(dòng)功率[p]則被直流電容不斷吸收釋放，同時(shí)造成直流電壓波動(dòng)。

為抑制直流電容電壓波動(dòng)，可通過控制波動(dòng)功率[p=0]來實(shí)現(xiàn)。由于光伏逆變器一般主要輸出有功功率，所以本文采取主要減少電網(wǎng)諧波電壓有功功率影響的策略，為便于分析，令瞬時(shí)無功功率[q]為零。通過瞬時(shí)無功功率理論計(jì)算可得逆變器所需輸出的參考電流在兩相靜止坐標(biāo)系下的表達(dá)式如式（4）所示，即要使波動(dòng)功率[p]為零，逆變器需向電網(wǎng)注入式（4）的電流。

[iα_ref=uαu2α+u2βpiβ_ref=uβu2α+u2βp] （4）

由于實(shí)際電網(wǎng)的三相電壓是基波與多次諧波疊加而成的，故難以獲得式（4）的輸出參考電流解析式，無法進(jìn)一步分析該策略對(duì)電網(wǎng)諧波的影響。故下面以一個(gè)簡單例子加以說明。假設(shè)電網(wǎng)中只含基波分量和5次諧波分量電壓，且5次諧波含量為10%。為使波動(dòng)功率[p=0]，利用式（4）進(jìn)行治理，此時(shí)其電壓和對(duì)應(yīng)的逆變器輸出參考電流的頻譜如圖2所示。由圖2可見，如果采用瞬時(shí)功率計(jì)算治理方法強(qiáng)行讓有功功率波動(dòng)為零，將使逆變器向電網(wǎng)額外注入7、13、19等多次諧波，這部分諧波電流流經(jīng)系統(tǒng)阻抗會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的諧波電壓，反而造成額外的諧波污染，增大并網(wǎng)點(diǎn)電壓的畸變率。若電壓中含有更多的諧波，則參考電流的構(gòu)成將更加復(fù)雜，可能會(huì)進(jìn)一步惡化電網(wǎng)的電能質(zhì)量。

2 基于鏡像虛擬電阻的直流電壓波動(dòng)抑制策略

為避免以上方法所帶來的問題，本文提出利用鏡像虛擬電阻技術(shù)抑制光伏逆變器直流電壓波動(dòng)的方法。

2.1 基于鏡像虛擬電阻的直流側(cè)電壓波動(dòng)抑制原理

由式（3）可知，波動(dòng)功率由電壓、電流的基波以及各次諧波之間的相互乘積組成，由于各次諧波之間的乘積遠(yuǎn)小于基波分量與它們的乘積，故可省略未出現(xiàn)基波分量的乘積項(xiàng)，式（3）簡化后的波動(dòng)功率表達(dá)式為：

[p=n=1+∞m=1m≠n+∞pn_m=n=2+∞pn_1+m=2+∞p1_m+n=2+∞m=2m≠n+∞pn_m" ≈n=2+∞pn_1+m=2+∞p1_mpn_1=3UnI1cos[n-1ωt+?n-φ1]p1_m=3U1Imcos[-m+1ωt-φm+?1]pn_m=3UnImcos[n-mωt+?n-φm]] （5）

下面以抑制直流側(cè)[h]次諧波波動(dòng)功率為例進(jìn)行分析，其表達(dá)式如式（6）所示，主要由電壓、電流的基波分量分別與[h-1]次諧波分量以及[h+1]次諧波分量的乘積項(xiàng)組成。

[ph=p1_（h-1）+p（h-1）_1+p1_（h+1）+p（h+1）_1p1_（h-1）=-3U1Ih-1coshωt+?1+φh-1p（h-1）_1=-3Uh-1I1coshωt+φ1+?h-1p1_（h+1）=3U1Ih+1coshωt+φh+1-?1p（h+1）_1=3Uh+1I1coshωt+?h+1-φ1] （6）

為使波動(dòng)量[ph=0]，只需令對(duì)應(yīng)的分量相互抵消，即：

[p1_（h-1）+p（h-1）_1=0p1_（h+1）+p（h+1）_1=0] （7）

結(jié)合式（6）和式（7）可得網(wǎng)側(cè)參考電流的參數(shù)值為：

[k=I1/U1Δθ1=?1-φ1φh-1=?h-1+Δθ1+πφh+1=?h+1-Δθ1+π] （8）

式中：[k]——基波電導(dǎo)；[Δθ1]——電壓、電流的基波分量的相位差。

考慮到光伏逆變器的功率流動(dòng)具有單向性，主要輸出有功功率，故可令[Δθ1=0]，結(jié)合式（8），則對(duì)應(yīng)諧波參考電流為：

[I（h-1）_ref=kUh-1∠（?h-1+π）I（h+1）_ref=kUh+1∠（?h+1+π）] （9）

綜合式（9）可得：

[Ih_ref=kUh∠（?h+π）] （10）

在本文所提的鏡像虛擬電阻策略中，逆變器輸出的參考電流的諧波分量與其對(duì)應(yīng)電壓分量相位相反，大小是對(duì)應(yīng)電壓的[k]倍，即對(duì)應(yīng)控制的等效諧波電阻與基波等效電阻大小相等、方向相反，此時(shí)逆變器的諧波分量相當(dāng)于一個(gè)“鏡像電阻”，接入電網(wǎng)中的等效電路如圖3所示，能吸收來自電網(wǎng)的諧波功率，更重要的是能顯著解決直流側(cè)電壓波動(dòng)問題。

以上文中提到10%的5次諧波電壓的系統(tǒng)環(huán)境為例（圖2a），結(jié)合式（6），可得此時(shí)波動(dòng)量為：

[p1_5=-3U1I5cos6ωt+?1+φ5p5_1=-3U5I1cos6ωt+φ1+?5] （11）

此時(shí)，要使波動(dòng)量為零，結(jié)合式（7），需：

[p1_5+p5_1=0] （12）

可得輸出參考電流為：

[Ig5_ref=kUg5∠（?g5+π）] （13）

由于進(jìn)行標(biāo)幺值計(jì)算，此時(shí)[k=1]，即逆變器需從系統(tǒng)中吸收5次諧波電流含量為10%（如圖4a），此時(shí)波動(dòng)功率[ph=0]，只剩下直流功率[p]。[p]包含正常發(fā)出的基波功率和從外部吸收的5次諧波功率，實(shí)現(xiàn)了抑制電容電壓波動(dòng)的效果，并治理了系統(tǒng)諧波的效果。

2.2 與傳統(tǒng)虛擬諧波電阻策略對(duì)比

傳統(tǒng)虛擬諧波電阻技術(shù)［13］是通過對(duì)逆變器輸出電流的控制，使輸出的諧波電流方向（基波分量和原來相同）剛好與電網(wǎng)電壓的諧波分量反向。這種做法相當(dāng)于為系統(tǒng)接入了一個(gè)諧波電阻（如圖3a），以吸收電網(wǎng)的諧波功率并將其轉(zhuǎn)換為基波功率輸送到電網(wǎng)中，減小電網(wǎng)諧波危害［14］。

對(duì)于傳統(tǒng)虛擬電阻控制策略，如圖3a所示，可得并網(wǎng)點(diǎn)諧波電壓為：

[U±gh=RR+jωhLsU±sh] （14）

可見，對(duì)[h]次系統(tǒng)諧波電壓而言，其幅值隨[R]的減小而增大，即光伏逆變器諧波吸收功率越大，諧波電壓下降的幅度越大。更重要的一點(diǎn)是，傳統(tǒng)虛擬電阻[R]的取值是根據(jù)逆變器容量限制［15］來決定的，剩余容量多則可選取小電阻[R]，從而多治理，容量不多則少治理或不治理。

本文所提鏡像虛擬電阻技術(shù)是在虛擬諧波電阻技術(shù)的基礎(chǔ)上進(jìn)一步發(fā)展獲得的，基波分量正常輸出，既可等效為電流源，也可等效為負(fù)電阻，本文等效為負(fù)電阻。當(dāng)諧波分量虛擬電阻的取值與基波等效電阻的大小相同、方向相反時(shí)，類似如基波等效電阻的鏡像，故取名為鏡像虛擬電阻技術(shù)。因此，鏡像虛擬電阻技術(shù)首先滿足式（14）的基本特性，也就是說，在與電網(wǎng)互動(dòng)方面，鏡像電阻技術(shù)能降低PCC點(diǎn)總諧波失真（THD），對(duì)電網(wǎng)電能質(zhì)量的提升有利。在圖3b中，基波電阻支路在諧波電路中斷開，[h]次諧波鏡像虛擬電阻只有在諧波電路中才存在，并等效為基波負(fù)電阻[-Rs1]（根據(jù)參考方向取負(fù)），此時(shí)光伏逆變器是吸收電網(wǎng)諧波功率。但是，在抑制直流電壓波動(dòng)問題上，只有當(dāng)虛擬電阻值取值為基波負(fù)電阻[-Rs1]才能解決問題。對(duì)此，可根據(jù)2.1節(jié)繪制圖4b。圖4b中，假設(shè)輸出[I5]方向與[I1]參考方向相反，橫軸[I5U5]即為虛擬電阻的取值，縱軸為波動(dòng)功率，則可畫出一條過點(diǎn)（[k，0]）的直線。從圖4b可發(fā)現(xiàn)，當(dāng)[I5/U5]取值增加時(shí)，波動(dòng)功率[p]逐漸下降，只有當(dāng)[Rs1=1/k]，即[k=I1/U1]時(shí)才滿足[p=0]。但是，當(dāng)虛擬電阻阻值進(jìn)一步減小時(shí)，波動(dòng)功率[p]又開始上升。傳統(tǒng)虛擬電阻策略中[R]根據(jù)剩余容量或抑制PCC點(diǎn)THD的準(zhǔn)則來確定阻值的做法很可能會(huì)加劇直流側(cè)電壓波動(dòng)。

綜上，對(duì)比鏡像虛擬電阻技術(shù)和傳統(tǒng)虛擬電阻技術(shù)［16］，前者是由后者發(fā)展而來的，具有和后者相同的可抑制電網(wǎng)諧波電壓的特點(diǎn)，但前者由于有上文抑制直流側(cè)波動(dòng)理論推導(dǎo)基礎(chǔ)，故比一般的根據(jù)逆變器容量決定電阻阻值的虛擬電阻技術(shù)更能解決抑制直流側(cè)電壓波動(dòng)的痛點(diǎn)，這是后者所不具備的。

2.3 諧波電流統(tǒng)一控制策略

由式（10）可得逆變器輸出的相參考電流中諧波分量為：

[iφ∑h_ref=-k uφ∑huφ∑h=n=2+∞Unsin（nωt+?φn）] （15）

式中：[iφΣh_ref]——各次諧波電流的參考值；[φ]——[a、][b、][c]相；[ uφ∑h]——各相中各次諧波的電壓之和；[k]——鏡像虛擬電導(dǎo)設(shè)定值（與前文式（8）中k同義）。

根據(jù)式（15），本文所提直流電壓抑制策略中，輸出參考電流的諧波分量由基波等效電導(dǎo)[k]和各次諧波電壓分量的乘積組合而成。為降低其控制的復(fù)雜程度，提高其工業(yè)實(shí)用性，本文提出對(duì)所有諧波電流進(jìn)行統(tǒng)一控制，結(jié)合圖1，其控制框圖如圖5所示。圖5中，[uφ1]和[iφ1]分別為電壓、電流的基波分量，[iφΣh]為電流的諧波分量之和，[U*Σabc]為諧波控制后生成調(diào)制波，[U*1abc]為基波雙環(huán)控制后生成基波調(diào)制波，LPF為低通濾波器。

網(wǎng)側(cè)電壓和輸出電流被檢測后通過瞬時(shí)無功功率理論及低通濾波器提取三相電壓、電流的諧波分量[uφΣh]和[iφΣh]，將諧波電壓分量[uφΣh]乘以基波電導(dǎo)[k]的相反數(shù)作為諧波電流分量的參考值[iφΣh_ref]，與諧波電流分量[iφΣh]作差后通過PI控制器［17］便可獲得諧波分量的控制量，并與基波控制量[U*1abc]疊加后送入SVPWM生成逆變器控制信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)電流的跟蹤控制。

該控制策略能對(duì)所有諧波電流分量進(jìn)行控制，吸收諧波電流取決于各次諧波電壓與基波等效電導(dǎo)乘積大小，在不影響光伏逆變器正常發(fā)電的情況下可降低并網(wǎng)電壓畸變率，同時(shí)抑制直流電壓波動(dòng)，降低電網(wǎng)環(huán)境對(duì)逆變器壽命的影響。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

3.1 Matlab/Simulink仿真結(jié)果

根據(jù)圖1，在Matlab中搭建仿真模型，在雙環(huán)控制的基礎(chǔ)上對(duì)所提直流電壓波動(dòng)抑制策略進(jìn)行仿真驗(yàn)證。結(jié)合實(shí)際情況，將LCL濾波器應(yīng)用于光伏逆變器中，電網(wǎng)等效系統(tǒng)阻抗，5次、7次、11次、13次諧波電壓值等參數(shù)詳見附錄表A1，后文所采用的實(shí)際逆變器參數(shù)與仿真參數(shù)一致。仿真開始時(shí)光伏逆變器以33 kW額定功率正常發(fā)電，只對(duì)基波電流進(jìn)行控制，在0.6 s時(shí)啟動(dòng)直流電壓波動(dòng)抑制策略，其詳細(xì)結(jié)果分析如附錄表A2所示。

圖6a為直流側(cè)電壓波形。經(jīng)計(jì)算，直流電壓的波動(dòng)最值幅值（有效值幅值）相對(duì)未治理時(shí)降低93.06%（93.41%）。此外，從圖6b可看出，直流電壓的6次和12次諧波有效值分別降低93.72%和94.32%。光伏逆變器的直流電壓波動(dòng)幅度大幅降低，峰峰值幅值為2.8 V。圖6c為電網(wǎng)側(cè)諧波電壓的有效值變化。在啟動(dòng)該策略前后，5次、7次、11次和13次諧波的有效值分別降低0.277、0.356、0.912和0.792 V，總諧波畸變率降低0.402%，相對(duì)降低6.41%。為了進(jìn)一步觀察該策略對(duì)諧波功率的影響，并網(wǎng)點(diǎn)諧波功率因數(shù)角的絕對(duì)值如圖6d

所示。圖6e為諧波電導(dǎo)[k]值的變化曲線，剛開始時(shí)逆變器輸出還未穩(wěn)定，穩(wěn)定后[k]值為0.2249，啟動(dòng)后[k]值跳到0.2255，這是因?yàn)椴捎苗R像虛擬電阻技術(shù)后，基波電流輸出會(huì)有一個(gè)較小的增大，而后穩(wěn)定在0.2255。在進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，電流的諧波分量和對(duì)應(yīng)電壓的相位相反，這意味著光伏逆變器正穩(wěn)定地吸收了電網(wǎng)諧波的有功功率。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提控制策略，研制一臺(tái)三相三線制光伏逆變器樣機(jī)。實(shí)際電網(wǎng)中是有諧波現(xiàn)象存在的，將樣機(jī)接入電網(wǎng)中能更好地檢驗(yàn)所提策略的優(yōu)越性。實(shí)驗(yàn)時(shí)通過日置3196電能質(zhì)量分析儀觀察各諧波信息，原始數(shù)據(jù)經(jīng)提取后在Matlab上繪制并進(jìn)一步分析。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)參見附錄圖A1，其詳細(xì)結(jié)果分析見附錄表A3、附錄圖A2和附錄圖A3。直流電壓波形如圖7a和圖7b所示，諧波有效值如圖7c所示。計(jì)算結(jié)果表明，直流電壓的波動(dòng)最值幅值（有效值幅值）相對(duì)未治理前降低54.95%（75.78%）。此外，直流電壓的大部分諧波有效值都有所，其中6次和12次諧波最為顯著，分別下降86.9%和81.8%。由附錄圖A3和附錄圖A4知，在鏡像虛擬電阻策略啟動(dòng)后運(yùn)行時(shí)，[k]值為0.03216。啟動(dòng)前后[k]值變化不大，與仿真結(jié)果相似。電網(wǎng)電壓和輸出電流如附錄圖A5所示，電網(wǎng)電壓的諧波有效值如圖7d所示，其中，由于偶次諧波的含量太低，不再分析。可見，5次、7次、11次、13次等主諧波的有效值略有。同時(shí)，THD由1.48%降低到1.37%，相對(duì)降低7.43%。由于實(shí)驗(yàn)條件的限制，光伏逆變器的輸出功率僅約5 kW，導(dǎo)致基波等效電阻偏大，此時(shí)對(duì)諧波電壓的抑制作用較弱，但對(duì)直流電壓波動(dòng)有明顯改善。需要指出的是，由于三相三線光伏逆變器不能吸收零序電流從而抑制零序電壓，導(dǎo)致3次、9次諧波電壓基本無改善。

從圖7e可看出，除3次和9次諧波外的主要諧波的功率因數(shù)角約等于π，而基波的功率因數(shù)角為零，說明光伏逆變器在輸出基波有功功率的同時(shí)吸收諧波有功功率。此外，諧波有功功率將轉(zhuǎn)換為基波功率，與光伏組件的功率一起送入系統(tǒng)，從而增加發(fā)電量。

4 結(jié) 論

針對(duì)光伏逆變器直流電壓波動(dòng)問題，考慮到光伏逆變器一般只輸出有功功率的特點(diǎn)，本文提出一種在虛擬電阻技術(shù)基礎(chǔ)上發(fā)展得到的鏡像虛擬電阻技術(shù)，并基于鏡像虛擬電阻抑制光伏逆變器直流電壓波動(dòng)的策略。對(duì)于諧波分量，光伏逆變器等效為鏡像電阻，在降低電網(wǎng)電壓畸變率及吸收電網(wǎng)諧波功率的同時(shí)，能顯著抑制直流側(cè)電壓波動(dòng)。在仿真和實(shí)驗(yàn)中，直流電壓的波動(dòng)幅值相對(duì)未治理時(shí)分別降低93.06%和54.95%，電網(wǎng)電壓的總諧波畸變率相對(duì)未治理時(shí)分別降低6.41%和7.43%，驗(yàn)證了所提策略的有效性。本文提出的策略只需進(jìn)行少量的額外計(jì)算即可實(shí)現(xiàn)，并適用于大多數(shù)三相光伏逆變器，具有良好的工業(yè)實(shí)用價(jià)值和發(fā)展前景。

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DC VOLTAGE FLUCTUATION SUPPRESSION STRATEGY FOR

THREE-PHASE PHOTOVOLTAIC INVERTERS BASED ON

MIRROR VIRTUAL RESISTANCE PRINCIPLE

Liu Qiwei1，2，Zeng Jiang1，2，F(xiàn)eng Jianlei1，Chen Weiguo1

（1. School of Electric Power， South China University of Technology， Guangzhou 510641， China；

2. Guangdong Provincial Key Laboratory of Intelligent Measurement and Advanced Metering of Power Grid， Guangzhou 510663， China）

Abstract：When the grid contains harmonic components， the DC side capacitor of the photovoltaic inverter will produce voltage ripple， which will not only affect the service life of the DC container， but also reduce the power quality of the system. According to the mechanism of DC voltage fluctuation of PV inverter and its characteristic of only outputting active power， this paper proposes a mirror virtual resistance technology to solve the problem of DC voltage fluctuation of PV inverter. This strategy only needs to add a small amount of calculation on the basis of the normal operation of the inverter， which can suppress the fluctuation of DC voltage and improve the power quality of PCC point， and has high practicability. For the harmonic component， the photovoltaic inverter is equivalent to a mirror virtual resistance with the same size and opposite direction as the fundamental equivalent resistance to absorb the harmonic power， and significantly reduce the DC side voltage fluctuation. The simulation and physical experiment results verify the effectiveness of the strategy.

Keywords：DC voltage fluctuation； instantaneous reactive power； virtual resistance； mirror virtual resistance； harmonic suppression； photovoltaic inverter