IPM自舉分析與研究

中山職業(yè)技術(shù)學(xué)院 李 勇 李園園

IPM（智能功率模塊）是一種先進(jìn)的功率開關(guān)器件，具有GTR 高電流密度、低飽和電壓和耐高壓的優(yōu)點，以及MOSFET 高輸入阻抗、高開關(guān)頻率和低驅(qū)動功率的優(yōu)點[1]。應(yīng)用領(lǐng)域較為廣泛，囊括了電力、工業(yè)、家電、新能源等各類領(lǐng)域。在未來，隨著節(jié)能環(huán)保意識的加強和技術(shù)的不斷開發(fā)和提升，IPM 模塊將發(fā)揮越來越重要的作用，成為新能源、智能工廠等領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)之一[2]。本文以三菱第五代IPM 為例，詳細(xì)研究了IPM 模塊自舉電路的關(guān)鍵要素。

1 自舉電路的工作

自舉電路由一個自舉二極管，一個自舉電容和一個限流電阻組成。如圖1所示，其使用自舉電容作為驅(qū)動P 側(cè)IGBT 和MOSFET 的控制電源。自舉電容提供P 側(cè)器件開通時柵極充電所需電荷，并提供P 側(cè)驅(qū)動IC 中邏輯電路消耗的電流[3]。如圖2所示，由于采用自舉電容代替隔離電源，其供電能力是受到限制的。所以，利用自舉電路實現(xiàn)的浮動電源只適用于如DIPIPM 這樣對電源電流要求較小的器件。

圖2 自舉電路電路圖

逆變過程中當(dāng)輸出端（U/V/W）電位會拉低到GND 附近時，N 側(cè)15V 的控制電源會通過限流電阻和自舉二極管對自舉電容充電。但由于開關(guān)序列，自舉電容容量，限流電阻等限制使自舉電容可能不能完全充電。充電不完全將導(dǎo)致的自舉電容欠壓，進(jìn)而使模塊工作進(jìn)入欠壓保護(hù)狀態(tài)。由于驅(qū)動電壓降低，P 側(cè)器件的功率損耗將增加直至進(jìn)入欠壓保護(hù)而停止開關(guān)。所以，在自舉電路設(shè)計時應(yīng)做充分的考慮和評估。

2 初始化充電

系統(tǒng)上電時自舉電容電壓為0V，或者經(jīng)歷一段停止?fàn)顟B(tài)（1s）自舉電容電壓可能會降至欠壓保護(hù)觸發(fā)值之下，這些情況下就需要在運行前對自舉電容進(jìn)行初始化充電。一般情況下，可以通過開通所有N 側(cè)IGBT 實現(xiàn)自舉電容充電，如圖3所示。當(dāng)外部負(fù)載（如電機）連在DIPIPM 時，由于所有的輸出端子會通過電機內(nèi)部導(dǎo)線接地，自舉電容充電只需開通一相N 側(cè)IGBT。但充電效率將會受到一些因素（如電機內(nèi)阻）的影響（如圖4所示）。

圖3 初始化充電路徑

圖4 單相導(dǎo)通時充電路徑

自舉電容充電有兩種方式，一種是通過單個長脈沖實現(xiàn)，如圖5所示；另一種是通過多個短脈沖實現(xiàn)，如圖6所示。多脈沖方式應(yīng)用于有控制電源容量，自舉二極管正向電流尖峰，限流電阻的額定功率等限制的情況下，在初始化充電過程中足夠長的脈沖是必須的。

圖5 單個脈沖充電時的波形

圖6 多脈沖充電時的波形

2.1 初始化充電時間

初始化充電時間取決于自舉電容的電容量，自舉二極管正向壓降和限流電阻阻值。粗略的充電時間常數(shù)可以通過自舉電容值和限流電阻值計算得到[4]。以三菱第5代超小型DIPIPM PS219C3（10A/600V）為例，集成自舉二極管和限流電阻（100Ω），如圖1所示。條件：自舉電容值=22μF或100μF，VD=15V。

由以上數(shù)據(jù)可知，時間常數(shù)：τ=C×R=22μF×100Ω=2.2ms，可知2.2ms 內(nèi)自舉電容充電并不能達(dá)到飽和（約達(dá)60%）。要使充電達(dá)到飽和，需要6倍于時間常數(shù)的時間[5]。由于充電路徑中N 側(cè)IGBT（VCE（sat））和自舉二極管（VF）產(chǎn)生的壓降，BSC 飽和電壓將低于控制電壓VD1.2V 左右，如圖3所示。

初始化充電需要持續(xù)到自舉電容電壓超過推薦的最小電源電壓13V?？紤]到從充電結(jié)束到逆變器工作之間的電壓下降，初始化充電的電壓值應(yīng)越高越好[6]。

2.2 停止動作時的電壓下降

停止運行時，自舉電容的電壓會逐漸降低。下降速率可以通過自舉電容值C 和P 側(cè)控制IC 的穩(wěn)態(tài)電流IDB 估算得到：

電壓降ΔV=IDB×t/C，式中t為未充電時間，當(dāng)停止?fàn)顟B(tài)持續(xù)較長時間，VDB將降至13V 以下（VDB 推薦最小值）。開始運行之前需要重新對自舉電容器充電。

3 運行時充電

在PWM 信號（如三相調(diào)制正弦波控制信號）下的逆變操作中，自舉電容上的電荷將被電路電流（如：P 側(cè)IGBT 驅(qū)動）消耗掉。P 側(cè)的IGBT 關(guān)斷后，在N 側(cè)IGBT 的開通或N 側(cè)FWDi 續(xù)流期間，輸出端（U/V/W）電位將降至GND 附近。如果此時自舉電容電壓VDB低于控制電源電壓（15V），自舉電容會通過自舉二極管再次充電。由于自舉二極管的開通，實際上當(dāng)VDB低于N 側(cè)控制電源電壓（15V）0.6V 時，充電就開始了。

由于輸出端電位是隨電機電流的流向（即電流流進(jìn)的N 側(cè)IGBT 或續(xù)流二極管FWDi）變化的，所以自舉電容電壓VDB是以輸出端電位為基準(zhǔn)的。所以當(dāng)N 側(cè)IGBT 或續(xù)流二極管導(dǎo)通時自舉電容不是一直處在充電狀態(tài)。

在模式1中，輸出端電位（自舉電容的參考電位）是由正向電壓值VEC（i）決定的；在模式2中，輸出端電位是由IGBT 飽和壓降VCEsat（i）和旁路電阻壓降Rxi共同決定的，如下：

模式1：輸出端電位=GND（0V）-VEC（i）＜0V

模式2：輸出端電位=GND（0V）+VCEsat（i）+Rxi＞0V

由于VDB（自舉電容存儲電荷引起的電壓）是以輸出端電位為基準(zhǔn)，所以自舉電容上端的電位VBSC 計算公式如下：

模式1：VBSC=VDB-VEC（i）

模式2：VBSC=VDB+VCEsat（i）+Rxi

當(dāng)VBSC 與控制電源電壓15V 相差0.6V 或以上時，自舉二極管導(dǎo)通，充電開始。由此可見，自舉電容開始充電時的電壓VDB計算方式如下：

模式1：5-VBSC≥0.6，15+VEC（i）-0.6≥VDB

模式2：15-VBSC≥0.6，15-VCEsat（i）-Rxi-0.6≥VDB

4 充電元件選型

4.1 自舉電容器電容值的估算方法

由于自舉電容的充電狀態(tài)隨條件變化，難以估算一個絕對的VDB值（自舉電容電壓）。但在不考慮模式2充電的情況下，可以粗略估算VDB的變換范圍。以下條件為例：VD=15V，fc=15kHz，Io=5A（峰值），fo=60Hz，BSC=4.7μF。

如上述提到的，充電主要發(fā)生在電流為正的階段。電壓下降的時間為輸出電流周期的60%，這期間的電壓降等于此條件下的紋波電壓。

紋波電壓可以通過電路消耗電流、下降時間和自舉電容值估算：電壓降ΔV=下降階段消耗電荷量/自舉電容容值。

消耗電荷的計算公式如下：消耗電荷量=電路消耗電流值×輸出電流周期×60%；紋波電壓估算如下：電壓降V=610A16.6ms/4.7μF=1.3V。當(dāng)VDB的紋波電壓范圍在2Vp-p 以內(nèi)。在選取自舉電容值時，要綜合考慮使用條件、電容耐受性、電容的溫度特性、直流偏壓和壽命等相關(guān)因素。運行過程中，自舉電容電壓的最小值應(yīng)高于上橋控制電源電壓VDB的最小推薦值13V。一般條件下，可以按照電壓降1V 計算的電容典型值的2～3倍選取電容。在上述情況中，若電容典型值為5.6μF，紋波電壓典型值為1V。若電容值為10～15μF(5.6μF 的2～3倍），紋波電壓將更接近理想值。

自舉電容主要采用電解電容器。近年來，大容量的陶瓷電容器也開始被采用。但應(yīng)用于直流電壓時，電解電容器的直流偏壓特性與陶瓷電容器大不相同。在應(yīng)用于直流15V 電壓時，有些陶瓷電容器的容量會在額定值的基礎(chǔ)上下降30%。

4.2 限流電阻的選擇

選擇合適的限流電阻需要考慮15V 控制電源的供電能力、自舉二極管的正向浪涌電流、充電初期限流電阻的額定功率。限流電阻值也會影響到逆變器運轉(zhuǎn)過程中的充電效率。由于充電電流依賴于15V 的控制電源電壓和自舉電容電壓VDB之差。在保持充電電流大小不變的情況下，VDB的大小跟隨限流電阻大小變化而變化。綜上所述，應(yīng)在多種條件下進(jìn)行評估，使運行過程中自舉電容電壓的最小值保持在控制電源電壓的推薦最小值13V 以上。