基于有功功率修正的MMC 串聯(lián)結(jié)構(gòu)微電網(wǎng)相間功率平衡控制策略?

宋凱平 王興貴 薛 晟

（蘭州理工大學(xué)電氣工程與信息工程學(xué)院 蘭州 730050）

1 引言

近年來，能源需求增長帶來的環(huán)境污染、能源短缺等問題尤為嚴(yán)重，為使微源最大化接入，迫使微電網(wǎng)從單一結(jié)構(gòu)模式向模塊化轉(zhuǎn)變［1～3］。但不同結(jié)構(gòu)類型的微電網(wǎng)均存在一些需解決的問題。為此，學(xué)者提出了基于H橋微源逆變器串聯(lián)連接微電網(wǎng)（Series Micro Power Grids，SMPGs）［4］。文獻(xiàn)［5］將SMPGs與MMC結(jié)合，提出了一種MMC串聯(lián)結(jié)構(gòu)（Modular Multilevel Converter Microgrids，MMC-MG）的微電網(wǎng)。目前，基于該結(jié)構(gòu)的微電網(wǎng)系統(tǒng)已有輸出特性分析、微源協(xié)調(diào)控制等研究。而微源出力波動會引起MMC-MG 相間功率不平衡，使孤島系統(tǒng)無法穩(wěn)定運(yùn)行。因此，對相間功率進(jìn)行平衡控制是非常有必要的。

在傳統(tǒng)微電網(wǎng)中，相間功率流動需功率平衡裝置，增加了其設(shè)備投資。文獻(xiàn)［6］為解決由于分布式電源出力波動和負(fù)載不一致引起的相間功率不平衡問題，提出能量協(xié)調(diào)控制策略使三相功率趨于平衡。文獻(xiàn)［7］為解決分布式電源輸出功率波動引起的相間功率不平衡問題，提出對三相獨(dú)立下垂控制的策略。通過變流器為相間潮流平衡控制提供了可能，使三相功率得到動態(tài)自適應(yīng)調(diào)整。文獻(xiàn)［8］針對三相不平衡的微電網(wǎng)，提出了基于分段下垂的自治分布式儲能系統(tǒng)與區(qū)域能量均衡策略的協(xié)調(diào)控制方法。抑制了三相功率不平衡，并提高了能源利用率。在MMC儲能系統(tǒng)中，文獻(xiàn)［9］研究了注入直流環(huán)流的控制策略。由每相功率與平均功率之間的差值及直流側(cè)電流，計算出環(huán)流注入值，通過控制使相間功率得到均衡。

本文在負(fù)載不平衡條件下，首先對系統(tǒng)輸出電壓進(jìn)行穩(wěn)定控制。在此前提下，提出基于有功功率修正的相間功率控制策略，通過不平衡功率計算出修正調(diào)制信號，利用對直流環(huán)流的控制，將其疊加至上、下橋臂的原調(diào)制信號中，借助環(huán)流使相間功率能夠自適應(yīng)的動態(tài)調(diào)節(jié)。在提高微源利用率的同時，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性。

2 MMC-MG孤島拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

孤島模式下MMC-MG 拓?fù)淙鐖D1 所示。GM是發(fā)電單元，由MMC 半橋模塊、微源、交直流變換器、儲能裝置ES 組成的。每相包括上、下兩個橋臂，各橋臂是由N 個GM 和1 個L 串聯(lián)而成，結(jié)合MMC 拓?fù)浣M成三相逆變環(huán)節(jié)，經(jīng)LC 濾波器與三相負(fù)載相連。

圖1 MMC-MG孤島拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

3 孤島模式下輸出功率數(shù)學(xué)建模

在孤島模式下MMC串聯(lián)結(jié)構(gòu)微電網(wǎng)系統(tǒng)等效電路圖如圖2 所示。其中L、R 分別為橋臂電感及等效電阻；im（m=A，B，C）為輸出電流；iPm、inm分別為m 相上、下橋臂電流；uPmi、unmi分別為m 相上、下橋臂第i（i=1，…2N）個子模塊電壓；Rm為三相星型阻性負(fù)載；Lf、Cf分別為濾波電感和電容；um為電容電壓；icirm為三相環(huán)流。

圖2 MMC-MG孤島等效電路

若設(shè)某相調(diào)制波為uref=Msin(ωt+φ)，GM 的直流鏈電壓在儲能裝置作用下穩(wěn)定，忽略其電壓偏差，則某相GM輸出電壓可表示為

式中，ud為GM的直流鏈電壓；ω為角頻率；M為調(diào)制比；φm為初始相位。

由KCL得橋臂電流、環(huán)流及逆變側(cè)電流滿足：

而各相輸出功率為上、下橋臂功率之和，結(jié)合式（3）、式（4）可表示為

從（7）式中可看出，m 相輸出功率由兩部分構(gòu)成。因此，分別定義為環(huán)流功率和負(fù)載功率。

在MMC 串聯(lián)結(jié)構(gòu)微電網(wǎng)系統(tǒng)中，三相環(huán)流當(dāng)中存在直流、基頻、二倍頻成分［10］。經(jīng)過對相間環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理的分析可知，當(dāng)每相的橋臂電壓偏差相等且發(fā)電單元GM 直流鏈電壓穩(wěn)定時，環(huán)流中只存在直流環(huán)流。

式中PMMC為MMC逆變器輸出功率。由式（14）知，相間環(huán)流產(chǎn)生的功率相互抵消。所以，MMC 逆變器輸出功率由負(fù)載功率決定。因此，選擇合適的控制策略使環(huán)流功率在三相之間流動，而不影響輸出功率。

4 控制策略

當(dāng)三相之間功率不平衡時，在滿足本相負(fù)載所需功率的條件下，將剩余的功率利用對環(huán)流直流分量控制，傳遞到功率不足的相。由于MMC-MG 系統(tǒng)中負(fù)載的大小不相等，導(dǎo)致逆變側(cè)輸出電壓不對稱［11～12］。所以，研究不平衡負(fù)載條件下MMC-MG相間功率平衡問題，前提要保證輸出電壓對稱。

綜合以上分析，MMC-MG 系統(tǒng)總體控制策略示意圖如圖3所示。

圖3 總體控制策略示意圖

4.1 基于DSC的輸出電壓控制策略

針對負(fù)載不平衡導(dǎo)致MMC-MG 輸出電壓不對稱問題，需采用相應(yīng)控制策略來進(jìn)行控制。由圖2知，MMC 逆變器三相三線制連接，所以可忽略零序分量，而正、負(fù)序量用信號延遲對消技術(shù)（DSC）進(jìn)行分離［13］。因此，通過對其正、負(fù)序分量獨(dú)立調(diào)節(jié)和控制，以此來代替?zhèn)鹘y(tǒng)電壓外環(huán)控制，而電流內(nèi)環(huán)控制依舊用傳統(tǒng)控制方法。

系統(tǒng)運(yùn)行時，MMC-MG 系統(tǒng)輸出電壓um經(jīng)DSC 算法后的到αβ坐標(biāo)系下正序分量uαβ+和負(fù)序分量uαβ-。之后經(jīng)派克變換得到dq 坐標(biāo)系下正、負(fù)序量為udq+、udq-，對其進(jìn)行獨(dú)立控制，將控制輸出量相加得電流內(nèi)環(huán)參考值。電流內(nèi)環(huán)控制輸出值經(jīng)坐標(biāo)反變換得MMC-MG 的調(diào)制波。其控制框圖如圖4所示。

圖4 基于DSC的輸出電壓控制框圖

4.2 基于APC的相間功率平衡控制策略

對于圖1 所示的孤島微電網(wǎng)系統(tǒng)，微電網(wǎng)系統(tǒng)內(nèi)的功率平衡表達(dá)式為

當(dāng)每相微源出力不平衡時，為描述相間功率協(xié)調(diào)思路，圖5給出了功率模式分析圖。

圖5 功率模式分析圖

圖6 基于APC的功率平衡控制原理

圖7 環(huán)流控制器

若微源功率與負(fù)載功率之差在T1～T2時間段內(nèi)，屬于功率不足模式，則需將過剩相的盈余功率傳輸至該相，滿足：

若微源功率與負(fù)載功率之差在T2～T3時間段內(nèi)，屬于功率平衡模式，不參與功率協(xié)調(diào)，滿足：

若微源功率與負(fù)載功率之差在T3～T4時間段內(nèi)，屬于功率過剩模式，需要將該相盈余功率傳輸至功率不足相，其它相平衡時可借助儲能系統(tǒng)進(jìn)行存儲，滿足：

對于三相之間的功率協(xié)調(diào)情形，可根據(jù)三相微源輸出功率和負(fù)載功率之間的差值有33=27 種。

以微源輸出功率與負(fù)載功率之差為依據(jù)，確定每相儲能裝置所補(bǔ)償或吸收的功率?。

由式（20）得A、B、C 三相儲能總調(diào)節(jié)功率?PABC滿足：

由于負(fù)載不相等，導(dǎo)致負(fù)載功率不相等，因此每相需要儲能補(bǔ)償或者吸收的功率相差較大。因此，通過對各相負(fù)載功率所占總負(fù)載功率的比例來進(jìn)行分配。定義A、B、C 三相的分配比例系數(shù)為αm。

根據(jù)式（21）與式（22）得每相儲能占總調(diào)節(jié)功率的功率量?滿足：

4.3 相間環(huán)流控制策略

MMC-MG 系統(tǒng)沒有公共的直流母線，經(jīng)分析，相間環(huán)流是由每相端口電壓差產(chǎn)生。要對相間環(huán)流進(jìn)行控制，則需要在調(diào)制信號中增添合適的補(bǔ)償量，控制環(huán)流的直流分量達(dá)到相間功率平衡的目的。

5 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證相間功率平衡控制策略，搭建孤島模式下MMC-MG 系統(tǒng)仿真模型。橋臂微源數(shù)為N=4；C=4400 μF；fc=4kHz；L=0.03H；GM 的直流鏈電壓ud為160V；三 相 星 型 阻 性 負(fù) 載RA=RC=8Ω ，RB=16Ω。并采用CPS-SPWM（載波移相調(diào)制）來確保GM投入的數(shù)目為4。

圖8與圖9分別給出了采用輸出電壓控制策略后的系統(tǒng)線電壓及相電流波形。由圖可知，系統(tǒng)孤島模式下接不平衡負(fù)載時該策略能使三相輸出電壓對稱，為相間功率平衡控制打下基礎(chǔ)。

圖8 系統(tǒng)線電壓波形

圖9 系統(tǒng)相電流波形

首先，驗(yàn)證環(huán)流控制策略的有效性，未加入控制策略時，時間范圍（t/s）和環(huán)流參考值（/A）如下。

表1 環(huán)流參考值

從圖10 中可以看出，相間環(huán)流跟隨其給定的參考值變化，證明了控制器的有效性。

圖10 相間環(huán)流波形

其次，驗(yàn)證相間功率平衡控制策略的有效性。改變影響微源出力的因素來模擬微源相間功率不平衡，加入相間功率平衡控制策略對其進(jìn)行控制。

圖11～14分別給出了系統(tǒng)三相負(fù)載功率、A、B、C 三相的GM 輸出功率、微源輸出功率的驗(yàn)證波形。從圖11 可看出，系統(tǒng)三相負(fù)載功率分別為PLA=PLC=8.4kW、PLB=4.2kW。從圖12～圖14可看出，各相的GM 輸出總功率隨微源總出力變化而變化。分析可知：在0s～1.0s時間段內(nèi)，A、B、C 三相GM 總出力分別為9.2kW、3.6kW、8.2kW，通過相間功率交換，A 相總出力上升，B 相與C 相總出力下降，功率由A 相傳輸至B 和C 兩相；在1.0s～2.0s 時間段內(nèi)，C 相總出力上升，A 相與B 相總出力下降，通過控制策略使功率由C 相傳輸至A 和B 兩相；在2.0s～3.0s時間段內(nèi)，B 相總出力上升，A 相與C 相總出力下降，功率由B 相傳輸至A 和C 兩相。因此，實(shí)現(xiàn)了相與相之間的功率交換，達(dá)到了相間功率平衡控制的目的。

圖11 三相負(fù)載功率波形

圖12 A相GM及微源輸出功率波形

圖13 B相GM及微源輸出功率波形

圖14 C相GM及微源輸出功率波形

6 結(jié)語

針對孤島模式下MMC-MG 系統(tǒng)，由于微源出力具有間歇性和隨機(jī)性，并且微源根據(jù)MMC 結(jié)構(gòu)串聯(lián)而成這一特點(diǎn)，使系統(tǒng)相間功率不平衡問題嚴(yán)重。為此，文中在負(fù)載不平衡條件下，首先研究了基于DSC算法的輸出電壓控制策略，保證了系統(tǒng)孤島模式下輸出三相對稱電壓。在此基礎(chǔ)上，提出了一種基于有功功率修正的相間功率平衡控制策略。以微源功率與負(fù)載功率之差作為根據(jù)，計算出每相需要修正的功率，進(jìn)而得到直流環(huán)流參考值。最后利用對直流環(huán)流的控制來促使相間功率流動。仿真驗(yàn)證了其控制策略能夠很好地控制相間功率互濟(jì)，使相間功率得到動態(tài)自適應(yīng)調(diào)節(jié)，提高了微源利用率和運(yùn)行穩(wěn)定性。