基于GaN的艦載雷達(dá)高頻微波放大器設(shè)計(jì)

李 楠,李 燕,張小玲

(中航工業(yè)雷華電子技術(shù)研究所,江蘇 無錫 214100)

0 引 言

目前,氮化鎵技術(shù)在世界范圍內(nèi)發(fā)展迅速,特別是在軍事領(lǐng)域,主要原因是它能拓寬雷達(dá)的可使用范圍并提升主動(dòng)電子掃描陣列(AESA)型雷達(dá)的生產(chǎn)技術(shù)。發(fā)射/接收模塊(TRM)是具有散射結(jié)構(gòu)的雷達(dá)基本元件[1-2]。然而,功率放大器是TRM的關(guān)鍵和最耗能的部件。因此,提高功率放大器的效率,并將其他參數(shù)保持在足以獲得雷達(dá)信號的水平是非常重要的。該目標(biāo)的實(shí)現(xiàn)對于降低平均功耗和減小TRM的封裝尺寸以及簡化冷卻系統(tǒng)都具有重要意義。此外,由于TRM的橫向尺寸不應(yīng)超過半波長,例如,對于X波段,橫向尺寸約為15 mm,即相鄰模塊中心之間的距離為15 mm,因此雷達(dá)冷卻系統(tǒng)對于在較高頻率范圍(C波段以上)工作的系統(tǒng)來說可能具有挑戰(zhàn)性。如此大的TRM封裝需要非常有效的冷卻系統(tǒng)將雷達(dá)溫度保持在足夠低的水平。目前,TRM中使用的功率放大器典型效率不超過35%,它主要取決于帶寬,而不是載波頻率[3]。

雷達(dá)功率放大器設(shè)計(jì)的一個(gè)重要環(huán)節(jié)是將波形失真控制在可接受范圍內(nèi),以防影響目標(biāo)檢測和識別的質(zhì)量。有幾種方法允許放大器在其壓縮區(qū)域中工作,而不會(huì)對輸出波形產(chǎn)生失真影響[4]。例如脈沖整形,以適當(dāng)?shù)姆绞礁淖儾ㄐ我蜃钚』糯笃饕氲氖д?。然?這種方法會(huì)導(dǎo)致與波形相關(guān)的限制,從而導(dǎo)致雷達(dá)參數(shù)惡化。標(biāo)準(zhǔn)廣播放大器中使用的線性化技術(shù),如數(shù)字預(yù)失真(DPD)或包絡(luò)跟蹤(ET),由于雷達(dá)系統(tǒng)的寬帶寬(在現(xiàn)代雷達(dá)中高達(dá)1 GHz),在雷達(dá)中未廣泛使用[5]。因此,專門用于放大復(fù)雜雷達(dá)波形的功率放大器的設(shè)計(jì)方法至關(guān)重要,也完全合理。它可以歸結(jié)為在最小化波形失真的同時(shí)獲得盡可能好的功率附加效率(PAE)。為了實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo),不僅應(yīng)使用匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)最佳源阻抗和負(fù)載阻抗,還應(yīng)修改晶體管結(jié)構(gòu)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。晶體管拓?fù)渲械母蓴_可能基于輸入和輸出晶體管電容的優(yōu)化或內(nèi)部匹配電路的修改。

本文從典型帶寬和脈沖帶寬2個(gè)方面介紹了雷達(dá)波形的特性,然后介紹了功率放大器阻抗設(shè)計(jì)的具體設(shè)計(jì)方法,并改進(jìn)了Steve Cripps負(fù)載線方法,還給出GaN為核心的硬件參考設(shè)計(jì),最后進(jìn)行時(shí)域和頻域模擬。

1 雷達(dá)波形特性

雷達(dá)波形主要由稱為脈沖串的不同長度脈沖的特定序列組成。線性調(diào)頻(LFM)信號波形是一種常見的雷達(dá)波形。典型的帶寬在5～10 MHz之間,載波頻率為核心頻帶頻率或噪聲信號。脈沖帶寬高達(dá)1 GHz的寬帶信號也被用作雷達(dá)波形。圖1顯示了一個(gè)雷達(dá)波形示例,即載波頻率為9 GHz的脈沖線性調(diào)頻,Δf=1 GHz。移動(dòng)目標(biāo)探測(MTD)如圖2所示。這是一個(gè)由8個(gè)脈沖組成的系列,每個(gè)脈沖的持續(xù)時(shí)間為50 μs,暫停時(shí)間為200 μs;6個(gè)脈沖的脈沖持續(xù)時(shí)間為100 μs,暫停時(shí)間為400 μs;4個(gè)脈沖的持續(xù)期為200 μs,暫停時(shí)間為800 μs,載波頻率f0=9.5 GHz[6]。

圖1 典型雷達(dá)波形圖

圖2 移動(dòng)目標(biāo)探測圖

近年來,雷達(dá)波形變得更加復(fù)雜。最常見的是,不僅相位調(diào)制,而且脈沖期間的包絡(luò)調(diào)制都被用作典型的雷達(dá)波形。這對雷達(dá)放大器的參數(shù)提出了額外的要求,涉及飽和區(qū)域中的晶體管操作和幅度調(diào)制(AM)到相位調(diào)制(PM)轉(zhuǎn)換的水平。

2 基于GaN的功率放大器設(shè)計(jì)

2.1 功率放大器阻抗設(shè)計(jì)

目前,微波功率放大器的設(shè)計(jì)是基于實(shí)現(xiàn)最佳負(fù)載阻抗,以獲得所需的輸出功率,同時(shí)滿足電路的線性和效率要求。通常,放大器設(shè)計(jì)之前是晶體管的DC I-V特性和S矩陣測量,然后根據(jù)需要對該元件進(jìn)行小信號或大信號建模。如今,許多制造商提供晶體管的非線性模型,這大大簡化了設(shè)計(jì)過程。如果供應(yīng)商模型不準(zhǔn)確或不可用,最方便的方法是使用小信號方法來確定放大器的初始結(jié)構(gòu)。應(yīng)該注意的是,該方法假設(shè)晶體管的線性或準(zhǔn)線性操作,并且不給出關(guān)于非線性失真的信息。因此,使用這種方法設(shè)計(jì)的放大器必須在實(shí)際工作條件下進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證和調(diào)諧。通過這種方式,很容易繞過復(fù)雜的、通常充滿大誤差的負(fù)載/源牽引測量,特別是應(yīng)考慮后續(xù)諧波的負(fù)載?；诟倪M(jìn)的Steve Cripps負(fù)載線方法的設(shè)計(jì)[7],如圖3所示,用于確定最大輸出功率的最佳負(fù)載阻抗ZL。

圖3 最優(yōu)阻抗匹配圖

(1)

(2)

ZL=Ropt-jXout

(3)

式中：Ropt為最優(yōu)電阻;Pmax為最優(yōu)電阻對應(yīng)的最大功率;Xout為系統(tǒng)輸出的固有阻抗。

由于在晶體管模型的輸出端有一個(gè)由Rds和Cds組成的并聯(lián)電路,為了實(shí)現(xiàn)最大功率,必須滿足導(dǎo)納條件。

2.2 基于GaN的硬件設(shè)計(jì)

使用Qorvo TGF2023-2-02裸片晶體管,在RO4003C襯底(ε=3.38,h=0.02 mm,T=17 μm)上設(shè)計(jì)了在9～10 GHz頻率范圍內(nèi)工作的AB級功率放大器。假設(shè)以下要求：輸入回波損耗S11<-10 dB,輸出功率電平Pout>9 W,PAE至少為55%,電路無條件穩(wěn)定。為了計(jì)算放大器的初始結(jié)構(gòu),采用了圖2所示的設(shè)計(jì)程序。隨后,使用Modelitics?提供的大信號模型進(jìn)行諧波平衡模擬,并計(jì)算放大器的基頻和后續(xù)諧波特性以及AM-AM和AM-PM失真水平。小信號增益S21和輸入回波損耗S11以及放大器的硬件走線示意圖分別如圖4和圖5所示。

圖4 增益與輸入回波損耗的關(guān)系

圖5 放大器硬件走線示意圖

放大器的傳輸特性,即9～10 GHz頻率范圍內(nèi)的輸出功率Pout和增益G,如圖6所示。

圖6 放大器在9 GHz、9.5 GHz和10 GHz下的傳輸特性

f=9.5 GHz的最大輸出功率電平等于39.5 dBm(9 W),在靜態(tài)偏置點(diǎn)Uds=28 V和IDQ=125 mA(AB類)的最大PAE為57%。使用第3節(jié)中描述的設(shè)計(jì)方法所獲得的結(jié)果是令人滿意的。然而,這種方法不能給出關(guān)于輸出波形失真的全部信息?，F(xiàn)代AESA雷達(dá)使用的射頻(RF)脈沖序列隨著時(shí)間的推移而不規(guī)則,并引起與熱效應(yīng)和俘獲效應(yīng)相關(guān)的短期和長期記憶效應(yīng)。因此,時(shí)域波形也應(yīng)該針對不規(guī)則的RF脈沖串進(jìn)行模擬,因?yàn)轭l域中的模擬不能提供關(guān)于這種效應(yīng)引起的失真的明確信息[8]。

此外,檢查在時(shí)域中觀察到的失真是否與在頻域中定義的失真一致是非常重要的,例如AM-AM和AM-PM轉(zhuǎn)換。此外,在X或更高波段工作的放大器輸出端的時(shí)域信號測量也很復(fù)雜,因此,放大器應(yīng)該在時(shí)域中建模。

3 時(shí)域仿真分析

市場上可用的電路模擬器使時(shí)域模擬成為瞬態(tài)分析,該分析的結(jié)果是電流和電壓的時(shí)間過程。雖然只有集總元件的電路瞬態(tài)分析不是一個(gè)復(fù)雜的過程,但是色散、趨膚效應(yīng)或介電損耗會(huì)顯著影響模擬電路的復(fù)雜性,包括分布式元件,如微帶線部分。這些限制主要是給定輸電線路模型的準(zhǔn)確性和復(fù)雜性的結(jié)果。

在射頻電路模擬器中實(shí)現(xiàn)的微帶線模型由頻域方程描述。在時(shí)域模擬過程中,這些模型從頻域(例如通過Keysight高級設(shè)計(jì)系統(tǒng)(ADS)卷積引擎)轉(zhuǎn)換到時(shí)域。在大多數(shù)模擬器中,微帶線模型可以分析到fmax=200 GHz,其中fmax是分析的最大頻率。因此,需要限制分析范圍,以便在轉(zhuǎn)換過程中模擬器不能使用頻率高于fmax的模型。否則,可能會(huì)出現(xiàn)較大的模擬誤差[9]。

微波放大器的輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)通常由多段微帶線組成,因此,第一步就對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行了仿真,以檢查仿真本身引入的誤差。為此,ADS軟件中的微帶線模型由示例雷達(dá)波形激勵(lì)。由于分析頻率和適當(dāng)參數(shù)選擇的限制,獲得了輸入匹配網(wǎng)絡(luò)本身引入的信號失真信息。這是關(guān)于由無源微波電路引起的失真參考信息。信號失真是由微帶線的插入損耗和時(shí)域模型的不精確性引起的。第2步使用36 dBm脈沖電源在時(shí)域中模擬完整的放大器電路。測試波形由在載波頻率f0=9.5 GHz下具有不同持續(xù)時(shí)間的脈沖組成。在最初的分析之后,于脈沖末端以及相移處注意到簡單的波紋。由于未考慮動(dòng)態(tài)熱效應(yīng),因此未觀察到包絡(luò)線下降。2個(gè)通道溫度下放大器輸出端的測試波形如圖7所示。

圖7 測試放大器輸出端的2個(gè)通道溫度波形

4 結(jié)束語

本文簡要介紹了采用GaN HEMT晶體管的雷達(dá)功率放大器的有關(guān)問題?；谏鲜龇椒?設(shè)計(jì)了X波段功率放大器。放大器的測量結(jié)果如下：在57%的PAE下輸出功率大于38.8 dBm,在9～10 GHz頻率范圍內(nèi)增益S21>11 dB。所獲得的結(jié)果和結(jié)論為進(jìn)一步研究奠定了基礎(chǔ),并試圖優(yōu)化專門為雷達(dá)波形設(shè)計(jì)的功率放大器,以開發(fā)這種電路的設(shè)計(jì)方法。首先要開發(fā)電熱模型,考慮動(dòng)態(tài)熱效應(yīng)作為熱響應(yīng),該熱響應(yīng)由對應(yīng)于GaN HEMT的連續(xù)層的熱時(shí)間常數(shù)以及晶體管的熱瞬態(tài)阻抗來描述。下一個(gè)任務(wù)將涉及用于時(shí)間分析的GaN HEMT模型的開發(fā)。另一個(gè)重要問題是修改晶體管的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。